引言

如今，随著传输资料流程的需要，电子产品的耗电量与日俱增，开关电源的频率也越来越高，并且对整个电压模组的速度和尺寸要求也越来越严格。电感已经成为所有电源拓扑结构的基本元件，在工业，自动化和DC-DC 转换器上广泛使用。特别是满足从0 到60A 电流大小的范围内对电感提出了更高的要求。

电感在电子三元件电感、电容与电阻之中，乃居于产品设计转换的关键地位，电感类元件，必须经过一一的设计与测试才能决定。考虑到目前电感器繁多的规格和种类，在下一代电子产品设计中为电源转换电路选择一个好的电感并不简单，设计者必须在瞭解电感理论的基础上，再根据结构，额定电流，磁芯材料，磁芯损耗，温度和饱和电流综合评价，选择最佳电感参数。另外值得庆倖的是，许多电感供应商都提供尺寸和性能优秀的产品，甚至还可以修改产品参数以满足用户需求的服务。

电感简介

电感、电阻和电容合称为三大被动元件，其电器特性虽然各有不同，但却都是3C 产品中不可或缺的关键元件。电感的主要功能为稳定电流与去除杂讯，另可搭配电阻与电容展现多种功能，故在机器、设备、消费性电子、电力配输与抑制电磁辐射方面被广泛运用。对电感的需求亦因而与日俱增。

电感的上游主要是以镍锌与锰锌铁氧体磁芯两大系列为主，因材料特性之不同，分别应用于资讯和通讯产品上。铁氧体磁芯(Ferrite Core)是以高温烧成的金属氧化物，主要作为高频线圈及变压器等产品之磁芯。

电感的发展趋势主要是因应系统产品的发展而变化。在电脑及其周边资讯产品方面，由于对空间需求的迫切性不高，电感的发展以朝向产品体积小型化与发展排列式晶片电感为主。在通讯产品方面，由于该类产品对空间需求迫切度高，因此电感器除了朝向小型化发展外，亦需进一步开发整合型元件以因应产品的需求;此外，为因应产品高频化的发展，电感亦需提高其使用频率，而朝向陶瓷等高频材料及元件开发。整体而言，未来电感器将朝向小型化、高频化及整合化发展。

电感参数

当导线内通过交流电流时，在导线的内部及其周围产生交变磁通，导线的磁通量与生产此磁通的电流之比。当电感中通过直流电流时，其周围只呈现固定的磁力线，不随时间而变化;可是当在线圈中通过交流电流时，其周围将呈现出随时间而变化的磁力线。根据法拉弟电磁感应定律(Faraday's law)-磁生电来分析，电感则是电流通过线圈产生的磁通量(Flux)储存在铁心中蓄积能量(Φ=LI)，当通过线圈的电流愈大时磁通量也相对愈大，即代表储存的能量增加。产生的感应电动势为：

如图1 中，开关导通时间段，电感L 内的电流逐渐增加，当导通结束后，进入截止时间段，这时候由于L内的电流达到最大值，电感中的电流不能突变，所以，继续有电流流过，当截止时间结束后，电感中的电流达到最小值，重新开始新的週期。电感就是透过这种在交换週期中的导通时间，将能量储存在磁场内，并在断开时，将所储存的能量提供给负载来工作。

图1.电感在DC-DC Buck 电路中的应用，工作在连续电流模式下。电感两端的电压可以突变但电流不会突变。

由于电感中变化磁场会对周边产生电磁辐射，对周边敏感元件产生干扰，因此遮罩是首先需要考虑的，从图4 可以看出遮罩与非遮罩电感的区别，他们各有优劣。遮罩的电感最主要就对外辐射少，但是尺寸比较大，线圈的损耗大，价格也贵。非遮罩的电感则可以做的很小，电流也可以做的很大，价格也便宜。如果设计中问题辐射是关键因数，遮罩电感还是首选。另外一个是环形电感越来越受欢迎了，环形有利于电磁遮罩，并且这种空气的间隙分佈也有利提高对电流的处理。

图4. 遮罩与非遮罩电感的比较

图5.自遮罩的环形电感

当电流流经时，电感的温度会上升，交流纹波(AC ripple)会导致磁芯损耗，而直流电流会导致感应系数下降。稳态状况下直流电流Irms 引起电感温度上升20-40 摄氏度，这也是电感功耗的主要参考。另外，也有将Irms 归类成输出电流或开关模组的平均电流。功耗有两部分组成，已是由Irms 部分计算的直流损耗P=I2R和AC 纹波电流引起的磁芯损耗。

磁芯损耗涉及到磁芯材料的选择和磁芯截面甚至纹波电流，开关频率和结合电路部分的感应系数。磁芯损耗的计算在开关开闭期间是不一样的，但是根据经验，可以估算出相对准确的数值。

图2.电压通过电感时由于感应电动势的存在导致电压与电流相位相反。

由于铁氧体材料拥有高导磁率，因此相当容易让磁通量通过，这将可协助将磁通量维持在电感器的磁芯，同时创造较小尺寸高磁性电感器的可能性。这亦可由上述的电感方程式分析出，採用相关磁芯物质，就可以使用较小的截面积。

另外，設計者必須意識到電感的工作溫度和環境溫度的差別，這其中有個電感自身升溫的差別。比如說電感工作狀態的溫度設定在-40 到125 攝氏度之間，電感工作時自身溫度可以升高40 攝氏度，那麼工作環境的溫度就只能設置在-40 到85 攝氏度之間。並且溫度是由電感能耗和表面積決定的。

电感选择示例

基于电感的属性，在图7的电路是buck 转换电路为例说明滤波电感的设计方法。这是常用的降压调节电路，以提供稳定和高效的输出电压。在变换电路中，设有LC 滤波电路，滤波电感中的电流含有一个直流成分和一个週期性变化的脉动成分。电感L 的作用是滤除占波开关输出电流中的脉动成分，以减小纹波，也可以看成是续流用的，当开关断开的时候，电感、负载、续流二极体就组成了回路。从滤波效果方面考虑，电感量越大，效果越明显。但是，如果电感量过大，会使滤波器的电磁时间常数变得很大，使得输出电压对占空比变化的回应速度变慢，从而影响整个系统的快速性。一味地追求减小输出电压的纹波成分是不可取的。所以在设计电感参数时应从减小纹波和保持一定的快速性两个方面去考虑。

图7.DC-DC Buck 电路

此电路要求的相关参数如下：Vin=8-12V;Vo=5V;Io=0. 5-2A;fswitch=250kHz。电路工作在连续电流模式(CCM)下，即在各个工作状态下，电感中电流大于0A。现在根据以上参数，可以算出所需电感的参数：

图6. Irms值的参考是在交流纹波比较小和磁芯损耗忽略的状况下

磁芯材料和相应的参数

1. 计算电路中开关的週期T：T=1/f=1/250 kHz=4μs

2. 计算电路中开关的占空比D：Dmin=Vo/Vin(max)=5V/ 12V=0.4

3. 计算开关导通时间Ton：Ton=TxDmin=4μs×0.4=1.6μs

4. 计算电感的纹波电流dI，一般不超过最大输出电流的30%： dI=Io×0.3=2A×0.3=0.6A

5. 计算电感两端的电压V：V=Vin(max)-Vout- Vdiode=12V-5V-1V=6V

6. 计算最小的感应系数，由V=LdI/dt 得出：Lmin=Vdt/ dI=6V×1.6μs/0.6 A=16μH

7. 计算考虑误差的感应系数，考虑到与标准之间20%的偏差和在额定电流下会有10-35%降幅：L=16μH/(0.8×0.65)=31μH , 再考虑到工作在连续电流模式下，因此感应系数调高到33μH。

8. 计算峰值电流Ipeak：Ipeak=Io(max)+dI/2=2A+0.6A/2=2.3A

电感的结构包括磁芯的尺寸、材料、绕组的匝数、导线的直径等内容。电感量越大说明相应的匝数也会增多，磁芯的体积就要大一些;电流越大，说明採用的导线就越粗，也要求磁芯的体积增大。採用高导磁率的材料，同样的H 情况可以得到更大的B，磁芯的尺寸就会减小。要测量磁芯耗损通常相当困难，因为其包含相当複杂用来测量磁通密度的测试设置安排、以及对迟滞迴路的估算。迄今许多电感器製造商并没有提供这方面的资料，不过却有部分可以用来估算出电感器磁芯耗损的一些特性曲线，这可以由铁氧体材料製造商、峰对峰磁通密度与频率的函数得出。如果知道电感器磁芯所採用的特定铁氧体材料以及体积大小，那麽就可以利用这些曲线有效地估算出磁芯耗损。

此例中，如果选择线圈N=20 匝，直流阻值0.06ohm，磁芯横截面积A=0.071cm2，体积0.2cm3和磁芯损耗为150mW/cm3材料的电感，则：

磁通量B=(dI× L)/(2×N× A)=(0.6A×33μH)/(2×20×0.071cm2)=700 Gauss;

磁芯损耗P=150mW/cm3×0.2cm3=30mW;

DC 损耗P=I2R=(2A)2 ×0.06 ohm=240mW 。

现在关于电感的所有参数都计算出来了，接下来就需要根据参数挑选合适的电感。根据电感目录对照可以很方便找出合适的电感。以下也给出了一些Tips：

1. 电感电流要依据设计中最大输出电流来选择

2. 感应系数的值必须达到理论的计算

3. 选择理想的DC 阻抗，因为阻抗越小，DC 损耗就越小

4. 选择合适的电感结构和磁芯类别

在目前以消费驱动的市场中，可以预计的是携带型电子产品的尺寸将会继续缩小，以便满足用户的期望和需求。为了保持这种竞争优势，设计者必须从以上的各项基本原则出发来选择和使用高可靠性和紧凑性的电感。而随著对电感基本原理的掌握及对本文示例的领会，设计者很容易找到合适电路的电感而不必像以前那样反复猜测。并且大多数电感厂商都可以根据用户需求提供相关参数的小尺寸电感。本文的相关准则都可以作为设计标准参考，以确保在大多数苛刻应用下的可靠性要求。

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