一种新型软开关双向DC-DC变换器

摘要：提出了一种新型零电压开关隔离式的双向DC-DC变换器。变换器由两个非对称半桥组成，功率传输由相移脉宽调制方式控制。不需要任何辅助开关或无源谐振网络，变换器就可在双向变换工作中实现零电压开关。变换器有快的动态响应。详细地介绍和分析了变换器的工作原理，并给出了实现结果。
叙词：零电压开关 相移控制 双向直流变换器
一、 引言
到目前为止，先后有不少双向DC-DC变换器结构被提出[1-12]。提高开关频率可以减小变换器的体积和重量，而传统的变换器中开关频率的提高必然带来开关损耗的增加。多年来，出现了一些解决这个问题的方案。其中有些采用谐振、准谐振或多谐振技术[3-5]；有些采用全桥式相移ZVS技术[7.8-11]；有些运用加入能量缓冲吸收器或有源钳位电路[2]。然而，这些变换器一般有各自的一些不足，例如存在相对高的电压电流应力，较高的通态损耗，较窄的软开关适应范围或复杂的结构。
本文提出一种新型的零电压开关隔离式双向DC-DC变换器，变换器的结构很简单，隔离变压器的两端各有一个非对称半桥。变换器中的功率传输由两个非对称半桥之间的相移控制。无需另外加入任何辅助开关或无源谐振网络，变换器中所有开关均可在双向变换中工作于零电压开关状态，且开关的电压应力低。当MOSFET中的电流为反向时，以同步整流方式工作，因此通态损耗也降低了。另外电路中没有大的延时器件存在，变换器的动态响应较快。
二、 工作原理简介
变换器电路原理图如图1所示，电感L1由隔离变压器的漏感和外加电感组成，用来帮助实现电路的零电压开关工作，并有利于电路的电流控制。由于电路的对称性，本部分仅以正向工作模式为例介绍变换器的工作原理。同时为了简化，相应以下假设：
变换器已达到稳态工作；
所有MOSFET都看作理想开关并联着体内二极管；（开关两端的电容是自身寄生电容。）
电容和的电容值足够大，从而它们两端的电压纹波较小；
（或）和L1的谐振频率远低于变换器的工作频率。

图1 ZVS双向DC-DC 变换器原理图
变换器的工作等效电路和主要原理波形分别如图2和图3所示。正向模式中，M1和M2的驱动信号在相位上超前于M3和M4的驱动信号。整个工作周期可分为8个阶段：
Stage 1(-)：在时刻，电压升高到V2，M3的体内二极管导通，M4两端的电压被钳位在V2。之后，M3在ZVS条件下导通。本阶段能量从电源V1传至电源V2。
Stage 2(-)：在时刻，M1被关断，C1被充电，C2放电。到本阶段末，降低到零。
Stage 3(-)：M2的体内二极管在时刻开始导通，接着M2在零电压状态下开通。电流iLl 先线性降低到零接着反向增加。
Stage 4(-)：M3在时刻被关断，C3被充电，C4放电。到时刻，M4两端电压为零。
Stage 5(-)：本阶段初M4的体内二极管导通，之后M4零电压开通。
Stage 6(-)：时刻，M2被关断。由于仍为反向，C2被充电而C1放电，直到 时刻，电压升高到V1。
Stage 7(-)：时刻，M1的体内二极管开始导通，于是M1零电压开通。M2两端的电压被钳位到V1。iLl线性增加，从负到正。
Stage 8(-) ：时刻，M4被关断，C4被充电而C3放电。本阶段末，M3两端电压到零，后下一个开关周期开始。
从以上分析中可以发现所有MOSFET均工作于ZVS状态。改变两个半桥之间的相移，功率传输便可被调节控制。反向工作（能量从V2传输到V1。）的原理跟正向工作原理类似，只是M3和M4驱动信号在相位上超前于M1和M2驱动信号。

图2 正向模式中的工作等效电路图

图3 正向模式中的稳态工作波形
三、 变换器模型分析
变换器模型的等效电路如图4所示。假定用360°来表示一个开关周期，φ为两个半桥之间的相移。定义超前时φ为正值。Lm是隔离变压器的激磁电感，在低频平均值模分析中，假设其值远大于L1，T1是理想变压器。

图4 低频等效模型电中图
在正向模式中，变换器行为模型可用下式表示。
其中是的电流平均值，是L1的电流平均值，和分别是和的电压平均值。变换器的直流分析结果如下：
（1）
电源V1的输出电流平均值为：
（2）
（3）
电源V2的输出电流平均值为：
（4）
值得注意的是输出电流L2的大小与输出电压V2无关。（即使输出短路，输出电流也将被自然限制。）因此，本变换器特别适合用于电流控制的电池充电和放电应用场合。
（5）
电路的对称性决定反向工作模式有与正向工作模式相类似的分析结果。双向工作中，φ变化从-180°到180°。变换器中的功率传输为：
（6）
图5 显示了V1、V2、φ和P之间的关系图（假定V1和V2均为48V、N=1，T=10us，L1=5uH）。一般相移控制的范围定在-90°到90°。

图5 功率P与V1、V2、 P之间的关系曲面（N=1）
双向工作中，变换器ZVS工作的相移范围为：
（7）
图6 为ZVS工作区域图（其中N=1）。

图6 变换器ZVS工作区域图
四、 实验结果
主要实验参数：V1=48V（40V~60V）；V2=48V（40V~60V）；N=1；L1=5.2uH；= =8.6uF；f=100kHz：SMW60N10。
图7为正向模式中变换器的实验波形，图8为反向模式中的实验波形。双向工作中，所有四个MOSFET均工作于零电压开关状态。变换器输入电流的阶跃响应（从3A到-3A）实验波形如图9所示，结果表明该变换器有很快的响应速度。图10为此变换器的工作效率曲线。

图7 变换器正向工作模式中的实验波形

图8 变换器反向工作模式中的实验波形

图9 变换器输入电流的动态响应实验波形（3A到-3A）

图10 变压器工作的效率曲线
五、结论
本文提出一种零电压开关隔离式非对称半桥结构的双向DC-DC变换器。该变换器具有以下特性：
1） 同步整流使得通态损耗降低；
2） 正向模式和反向模式所有MOSFET均可实现零电压开关；
3） 有很宽的ZVS负截适应范围；
4） 有自身输出短路保护特性；
5） 有快速的动态响应。
实验证明了理论分析，本变换器适用于电流控制的直流不停电系统。

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