高功率因数的电子镇流器
2006-03-22 09:07:17
来源：《国际电子变压器》2006年4月刊
点击：1533
1引言
供电系统的负荷中多属感性负荷，如工厂企业中大量使用的异步电动机、控制电路中的交流接触器、电磁线圈，以及广泛应用的照明负荷——日光灯电路中的镇流器等，都是导致功率因数降低的感性负荷。由于感性负荷的电流滞后于电压（φ≠0），功率因数cosφ总是小于1。功率因数低将造成一些不良后果，主要表现为：(1)不能充分利用电源的容量。因为交流电源的容量是根据预先设计的额定电压VN和额定电流IN来确定的，其视在功率SN=VN·IN，就是电源的额定容量。但负荷能否得到这样大的有功功率还得取决于负荷的性质。如S=1000kVA的发电机，当负荷的cosφ=0.8时，输出的有功功率为P=S·cosφ=1000×0.8=800（kW）。由此可见，功率因数降低后电源输出的有功功率也随之减小，电源利用率降低。(2)增加了线路的电压损失和功率损失。在一定的电源电压下，对负荷输送一定的有功功率时，由可知，当V和P一定，随着功率因数的下降，输电线路的电流增加。而输电线路本身是有一定阻抗的，因此电流的增加将增大线路上的电压降，使用户端的电压也随之降低；同时，电流加大，线路上的功率损耗（R——输电线路的电阻）会明显增大。因此，提高供电线路的功率因数是减少损耗、节约能源的重发途径。
本文提供的电子镇流器，由于利用了两个功率处理级，可实现高的功率因数。
被称为“预调节器”级的输入功率处理级，用于获得HPF，并保持直流母线电压恒定，而输出级为一逆变器，能产生高频电压以驱动日光灯。然而，功率处理级需要更多的元件，增加了总的成本和降低了电子镇流器的可靠性。
简单的电子镇流器是将两个功率处理级合二为一，合成的镇流器应能同时确保流经灯管和进入电源的电流畸变小（以延长灯管的使用寿命）。此外，单级拓扑与双级拓扑比较，会产生高的切换电流应力，这一缺点影响其在小功率领域的应用。
高功率因数镇流器是基于高频脉冲边信号的自振荡单级电子镇流器既适用于小功率级（因其运行于断续导通方式），也适用于低的交流供电电压（由于采用了倍压输入整流器）。
通常自振荡电子镇流器具有固定的工作周期（0.5），但利用双向晶体管作为功率开关，工作周期受输入电压调制而成为可变的。输入电压值高时，工作周期减小，其值约为0.25。这一特性允许电子镇流器以低的直流母线电压运行于断续导通方式，甚至去掉或损坏一盏日光灯时，增加的直流母线电压仍保持在令人满意的程度。
2“预调节器”级的运行原理
一般，整流二极管在短的时间间隔Δt内导通，直流母线电压Vb几乎总是大于交流输入电压Vin，如图1(a)所示。
当整流二极管在大于Δt的时间间隔内导通时，则能获得HPF。借增加一个与电感Lb串联的高频电压源Vd能实现HPF，如图2(a)所示。当Vd加上输入电压Vin，合成电压则大于直流母线电压Vb，这种情况下将有环流通过电路，由电感Lb可限制环流，此刻Vd改变其极性，合成电压小于Vin。在这一时间间隔内，电感电流减小直至等于零，并保持此值到新的周期开始。因而，确保其运行于断续电流导通方式。
HPF整流器的波形如图2(b)所示，ib1为ib的基波分量。
由单级变换器产生高频电压Vd的简单方法是：利用它本身的逆变器级，与电源线及电感Lb相互连接，如图3所示。
考虑交流电压的正半周，在切换周期TS内预调节级的运行，按以下两级进行：
第一级，开关S1接通时此级开始，保持电流ib流经Vin、Lb、D1和S1。在此级期间，保持电感器Lb上的线电压，ib按下式线性增加：
(1)
当S1断开时，此级在瞬间t1终止，每周期内电流ib的最大值：
(2)
第二级，当S1断开时，此级启动。这一瞬间之后DS2开始导通。因而S2在零电压切换下（ZVS）接通。电流ib保持流经Vin、Lb、D1、C1和C2，并经过二极管DS2。预调节器级的功能宛如一升压的变换器。这样，电压Vb必须高于Vin。但是，Lb上的电压保持ib按下式线性减小：
(3)
当ib变为零和二极管D1断开时，这一级在t2瞬间终止。电流ib保持为零，直到S1再次接通瞬间。图4所示为两级运行的波形。
假定断续导通方式下 (4)
可求得Δt2为 (5)
式中， (6)
当导通到临界点，Δt2达最大值：
(7)
式中D为工作周期，定义为：
(8)
当Δt1达最大值，输入峰值电压时，出现ib的最大值。考虑此刻在临界导通运行下，将式(7)和(8)代入式(5)，并令式(5)中的sinωt＝1，结果为：
(9)
式中αmax为最大容许的α值，能确保预调节级的电流处于断续导通方式。
3电子镇流器的拓扑
图5为电子镇流器的电路图。如图所示，该镇流器与其它单级拓扑比较，使用的元件数较少，包括：2个整流二极管（D1、D2）；2个串联的电解电容（Cb1、Cb2）；2个双向晶体管（Q1、Q2）；辅助电感器（Lb）和振荡电容器（CS）；由2个电感（LS1、LS2）和2个电容（Cp1、Cp2）组成的并联谐振电路；由电感（Lf）和电容（Cf）组成的高频输入滤波器；此外，还有起动电路中所用的元件（Rd、Cd、二端交流开关元件diac和Db）；自振荡电路中的元件（脉冲变压器Tr1、Tr2、Tr3和电阻Rb1、Rb2、Re1和Re2）。
为保持预调节级运行于断续导通方式下对电源线路提供HPF，应规定辅助电感器的电感值Lb。
由LS、CP组成的谐振电路，功能如同谐振变换器，由于确保零电压切换（ZVS）的自振荡选通脉冲驱动技术，谐振电路的工作频率高于谐振频率。自振荡的设计和运行已经过验证。
4工作周期
这一自振荡电子镇流器运行的工作周期是可变的。借输入电压进行调制。当输入电压值接近零时，工作周期保持在0.5。但输入电压为峰值时，其值减小到0.25。这一特性是由于在切换周期内，通过双向晶体管的电流不同而引起，如图6所示。
在输入电压的正半周，双向晶体管Q1导通的电流值（辅助电感器加上谐振电路）大于Q2（谐振电路）的，这主要因辅助电感中的断续电流所致。晶体管Q1需要较大的基极电流值以保持其导通。基极电流提供振荡特性，当其值低于阈（临界）值时Q1断开（见图6）。故晶体管Q1的导通时间较短，减小了电子镇流器的工作周期。这一效果对较大的辅助电感电流值更有意义。
如图6所示，为了以电流驱动晶体管，需要最小的基极电流，这归因于导通的时间间隔；为以保持晶体管导通，需要较大的最小基极电流，这将减小导通时间间隔至。
因此，当输入电压增加时，电子镇流器的工作周期减小，这一有利的特点，允许镇流器以低的直流电压运行于断续导通方式，甚至卸去或损坏一支灯管，直流线路上的电压仍保持在满意的水平。此外，当交流线路过电压时，直流线路上的电压也不会过分升高。
5辅助电感器的电感值
由于高频的输入滤波器，交流线电流由辅助电感电流的瞬时平均值按下式给出：
(10)
将式(2)和(7)代入上式得到
(11)
基于试验结果和上述的分析证实：工作周期的变化可近似为输入正弦波的二次函数：
(12)
式中K为输入峰值电压时出现的最大工作周期变化，此刻，工作周期达到其最小值：
(13)
按下式可求得输入功率：
(14)
考虑输出功率，式中η为电子镇流器的估算效率，并将式(11)和(12)代入(14)得到：
(15)
式中： (16)
利用式(15)，将辅助电感器的电感规化为（在不同Dmin下）α的函数，Dmin作为参数可求知，如图7所示。由图中的曲线族可求得确保断续导通方式的辅助电感值。
6电子镇流器的设计程序（元件、参数）
研制成的电子镇流器样机满足下列技术条件：(1)交流电源电压有效值Vin=127V±10%，60Hz；(2)输出功率PO=68W（低于基本功率15%）；(3)开关切换频率fs=25kHz；(4)稳态荧光灯电压VOP=110V；(5)荧光灯额定电流IOP=0.3A；(6)估算效率η=90%。
基于试验结果，已经证实Dmin=0.25；故由式(9)得αmax=0.75。利用这些数值，从图7可求得规格化的辅助电感器最大的电感值等于0.137，以确保在峰值输入电压下临界的导通方式及较小的辅助电流值。利用VPK=180V，fs=25kHz，PO=68W和η=0.9代入式(16)，求得Kb=0.0085。由规化的辅助电感和Kb值，则得到Lb=1.16mH（毫亨）；直流母线电压由式(6)求得等于240V，该电压是确保断续导通方式的最小值。
启动期间，辅助电感器运行于连续导通方式，直至母线电容完全充电为止。为限制辅助电感器的电流，利用一负温度系数(NTC)的电阻器，以降低辅助电感器的饱和性能。电子镇流器的参数及元件如下：
1) Lf=3.5mH，28#AWG线（美国线规）在铁心C15上绕260匝；
2) Lb=1.25mH，28#AWG线在铁心C20上绕200匝；
3) NTC 08SP020 电阻器（UEI公司产品）；
4) LS1=LS2=2.3mH，28#AWG线在铁心C15上绕200匝；
5) Cf=330nF/250V，Cp1=Cp2=15nF/400V，Cs=0.33μF/400V（聚丙烯电容器）；
6) Cb1、Cb2=68μF/250V（电解电容器）；
7) 脉冲变压器：Tr1、Tr2、Tr3，环形铁心NT7/5上之匝比3/7/7；
8) 整流二极管：D1、D2-MUR140（摩托罗拉公司）
9) 双向面结型晶体管（BJT）：Q1、Q2-BUL38D（国际整流器公司）；
10)启动电路：Rd=470KΩ，Cd=22nF/250V，diac-DB3，Db-IN4004；
11)门驱动电路：R1、R2=470KΩ，Rb1、Rb2=15Ω，Re1、Re2=12Ω。
7实验结果
图8所示为HPF电子镇流器的交流输入电压和电流；辅助电感器的电流和公用电源线路的电压示于图9。
由图10和图11可分别见到双结晶体管Q1和Q2的换向整流。高频荧光灯的电流和电压示于图12。图13为镇流器驱动2支荧光灯时直流链接线路的电压Ub和输入电压Vin。图14为仅驱动1支荧光灯时，Vb和Vin的波形，此时直流链上的电压已达到380V。
图15所示为输入峰值电压时晶体管Q1的电压，此时的工作周期已减小到0.25。工作周期按式（12），随着瞬时的输入电压而变化。周期的改变导致对灯电流的调制，如图16所示。最小的灯电流出现在输入电压最大值时，波峰系数FC=1.53。
试验所得的特性参数为：效率η=85%，功率因数PF=0.99，总谐波失真率THD=8%（2灯）和12%（1灯）。
8结论
本文提出的基于高频脉冲信号的单级电子镇流器，可获得HPF（高功率因数），应用该镇流器，由于高频运行，能确保灯的效率提高约15%。
因为镇流器采用了倍压输入整流器，并运行于断续导通方式，故很适合于小功率级和交流电压有效值低的应用场合。利用双结型晶体管自振荡电子镇流器的运行，具有可变的工作周期，借输入电压进行调制。增加的输入电压使得电子镇流器工作周期减小，这允许镇流器以低的直流链上电压运行于断续导通方式。即使去掉1支灯管，直流链上的电压仍保持于满意的水平。
运行于25kHz的试验室样件已制成，能由127V电压的有效值驱动2支40W荧光灯。试验结果证明，该电子镇流器为HPF的，且总的谐波失真率低、波形系数小。
供电系统的负荷中多属感性负荷，如工厂企业中大量使用的异步电动机、控制电路中的交流接触器、电磁线圈，以及广泛应用的照明负荷——日光灯电路中的镇流器等，都是导致功率因数降低的感性负荷。由于感性负荷的电流滞后于电压（φ≠0），功率因数cosφ总是小于1。功率因数低将造成一些不良后果，主要表现为：(1)不能充分利用电源的容量。因为交流电源的容量是根据预先设计的额定电压VN和额定电流IN来确定的，其视在功率SN=VN·IN，就是电源的额定容量。但负荷能否得到这样大的有功功率还得取决于负荷的性质。如S=1000kVA的发电机，当负荷的cosφ=0.8时，输出的有功功率为P=S·cosφ=1000×0.8=800（kW）。由此可见，功率因数降低后电源输出的有功功率也随之减小，电源利用率降低。(2)增加了线路的电压损失和功率损失。在一定的电源电压下，对负荷输送一定的有功功率时，由可知，当V和P一定，随着功率因数的下降，输电线路的电流增加。而输电线路本身是有一定阻抗的，因此电流的增加将增大线路上的电压降，使用户端的电压也随之降低；同时，电流加大，线路上的功率损耗（R——输电线路的电阻）会明显增大。因此，提高供电线路的功率因数是减少损耗、节约能源的重发途径。
本文提供的电子镇流器，由于利用了两个功率处理级，可实现高的功率因数。
被称为“预调节器”级的输入功率处理级，用于获得HPF，并保持直流母线电压恒定，而输出级为一逆变器，能产生高频电压以驱动日光灯。然而，功率处理级需要更多的元件，增加了总的成本和降低了电子镇流器的可靠性。
简单的电子镇流器是将两个功率处理级合二为一，合成的镇流器应能同时确保流经灯管和进入电源的电流畸变小（以延长灯管的使用寿命）。此外，单级拓扑与双级拓扑比较，会产生高的切换电流应力，这一缺点影响其在小功率领域的应用。
高功率因数镇流器是基于高频脉冲边信号的自振荡单级电子镇流器既适用于小功率级（因其运行于断续导通方式），也适用于低的交流供电电压（由于采用了倍压输入整流器）。
通常自振荡电子镇流器具有固定的工作周期（0.5），但利用双向晶体管作为功率开关，工作周期受输入电压调制而成为可变的。输入电压值高时，工作周期减小，其值约为0.25。这一特性允许电子镇流器以低的直流母线电压运行于断续导通方式，甚至去掉或损坏一盏日光灯时，增加的直流母线电压仍保持在令人满意的程度。
2“预调节器”级的运行原理
一般，整流二极管在短的时间间隔Δt内导通，直流母线电压Vb几乎总是大于交流输入电压Vin，如图1(a)所示。
当整流二极管在大于Δt的时间间隔内导通时，则能获得HPF。借增加一个与电感Lb串联的高频电压源Vd能实现HPF，如图2(a)所示。当Vd加上输入电压Vin，合成电压则大于直流母线电压Vb，这种情况下将有环流通过电路，由电感Lb可限制环流，此刻Vd改变其极性，合成电压小于Vin。在这一时间间隔内，电感电流减小直至等于零，并保持此值到新的周期开始。因而，确保其运行于断续电流导通方式。
HPF整流器的波形如图2(b)所示，ib1为ib的基波分量。
由单级变换器产生高频电压Vd的简单方法是：利用它本身的逆变器级，与电源线及电感Lb相互连接，如图3所示。
考虑交流电压的正半周，在切换周期TS内预调节级的运行，按以下两级进行：
第一级，开关S1接通时此级开始，保持电流ib流经Vin、Lb、D1和S1。在此级期间，保持电感器Lb上的线电压，ib按下式线性增加：
(1)
当S1断开时，此级在瞬间t1终止，每周期内电流ib的最大值：
(2)
第二级，当S1断开时，此级启动。这一瞬间之后DS2开始导通。因而S2在零电压切换下（ZVS）接通。电流ib保持流经Vin、Lb、D1、C1和C2，并经过二极管DS2。预调节器级的功能宛如一升压的变换器。这样，电压Vb必须高于Vin。但是，Lb上的电压保持ib按下式线性减小：
(3)
当ib变为零和二极管D1断开时，这一级在t2瞬间终止。电流ib保持为零，直到S1再次接通瞬间。图4所示为两级运行的波形。
假定断续导通方式下 (4)
可求得Δt2为 (5)
式中， (6)
当导通到临界点，Δt2达最大值：
(7)
式中D为工作周期，定义为：
(8)
当Δt1达最大值，输入峰值电压时，出现ib的最大值。考虑此刻在临界导通运行下，将式(7)和(8)代入式(5)，并令式(5)中的sinωt＝1，结果为：
(9)
式中αmax为最大容许的α值，能确保预调节级的电流处于断续导通方式。
3电子镇流器的拓扑
图5为电子镇流器的电路图。如图所示，该镇流器与其它单级拓扑比较，使用的元件数较少，包括：2个整流二极管（D1、D2）；2个串联的电解电容（Cb1、Cb2）；2个双向晶体管（Q1、Q2）；辅助电感器（Lb）和振荡电容器（CS）；由2个电感（LS1、LS2）和2个电容（Cp1、Cp2）组成的并联谐振电路；由电感（Lf）和电容（Cf）组成的高频输入滤波器；此外，还有起动电路中所用的元件（Rd、Cd、二端交流开关元件diac和Db）；自振荡电路中的元件（脉冲变压器Tr1、Tr2、Tr3和电阻Rb1、Rb2、Re1和Re2）。
为保持预调节级运行于断续导通方式下对电源线路提供HPF，应规定辅助电感器的电感值Lb。
由LS、CP组成的谐振电路，功能如同谐振变换器，由于确保零电压切换（ZVS）的自振荡选通脉冲驱动技术，谐振电路的工作频率高于谐振频率。自振荡的设计和运行已经过验证。
4工作周期
这一自振荡电子镇流器运行的工作周期是可变的。借输入电压进行调制。当输入电压值接近零时，工作周期保持在0.5。但输入电压为峰值时，其值减小到0.25。这一特性是由于在切换周期内，通过双向晶体管的电流不同而引起，如图6所示。
在输入电压的正半周，双向晶体管Q1导通的电流值（辅助电感器加上谐振电路）大于Q2（谐振电路）的，这主要因辅助电感中的断续电流所致。晶体管Q1需要较大的基极电流值以保持其导通。基极电流提供振荡特性，当其值低于阈（临界）值时Q1断开（见图6）。故晶体管Q1的导通时间较短，减小了电子镇流器的工作周期。这一效果对较大的辅助电感电流值更有意义。
如图6所示，为了以电流驱动晶体管，需要最小的基极电流，这归因于导通的时间间隔；为以保持晶体管导通，需要较大的最小基极电流，这将减小导通时间间隔至。
因此，当输入电压增加时，电子镇流器的工作周期减小，这一有利的特点，允许镇流器以低的直流电压运行于断续导通方式，甚至卸去或损坏一支灯管，直流线路上的电压仍保持在满意的水平。此外，当交流线路过电压时，直流线路上的电压也不会过分升高。
5辅助电感器的电感值
由于高频的输入滤波器，交流线电流由辅助电感电流的瞬时平均值按下式给出：
(10)
将式(2)和(7)代入上式得到
(11)
基于试验结果和上述的分析证实：工作周期的变化可近似为输入正弦波的二次函数：
(12)
式中K为输入峰值电压时出现的最大工作周期变化，此刻，工作周期达到其最小值：
(13)
按下式可求得输入功率：
(14)
考虑输出功率，式中η为电子镇流器的估算效率，并将式(11)和(12)代入(14)得到：
(15)
式中： (16)
利用式(15)，将辅助电感器的电感规化为（在不同Dmin下）α的函数，Dmin作为参数可求知，如图7所示。由图中的曲线族可求得确保断续导通方式的辅助电感值。
6电子镇流器的设计程序（元件、参数）
研制成的电子镇流器样机满足下列技术条件：(1)交流电源电压有效值Vin=127V±10%，60Hz；(2)输出功率PO=68W（低于基本功率15%）；(3)开关切换频率fs=25kHz；(4)稳态荧光灯电压VOP=110V；(5)荧光灯额定电流IOP=0.3A；(6)估算效率η=90%。
基于试验结果，已经证实Dmin=0.25；故由式(9)得αmax=0.75。利用这些数值，从图7可求得规格化的辅助电感器最大的电感值等于0.137，以确保在峰值输入电压下临界的导通方式及较小的辅助电流值。利用VPK=180V，fs=25kHz，PO=68W和η=0.9代入式(16)，求得Kb=0.0085。由规化的辅助电感和Kb值，则得到Lb=1.16mH（毫亨）；直流母线电压由式(6)求得等于240V，该电压是确保断续导通方式的最小值。
启动期间，辅助电感器运行于连续导通方式，直至母线电容完全充电为止。为限制辅助电感器的电流，利用一负温度系数(NTC)的电阻器，以降低辅助电感器的饱和性能。电子镇流器的参数及元件如下：
1) Lf=3.5mH，28#AWG线（美国线规）在铁心C15上绕260匝；
2) Lb=1.25mH，28#AWG线在铁心C20上绕200匝；
3) NTC 08SP020 电阻器（UEI公司产品）；
4) LS1=LS2=2.3mH，28#AWG线在铁心C15上绕200匝；
5) Cf=330nF/250V，Cp1=Cp2=15nF/400V，Cs=0.33μF/400V（聚丙烯电容器）；
6) Cb1、Cb2=68μF/250V（电解电容器）；
7) 脉冲变压器：Tr1、Tr2、Tr3，环形铁心NT7/5上之匝比3/7/7；
8) 整流二极管：D1、D2-MUR140（摩托罗拉公司）
9) 双向面结型晶体管（BJT）：Q1、Q2-BUL38D（国际整流器公司）；
10)启动电路：Rd=470KΩ，Cd=22nF/250V，diac-DB3，Db-IN4004；
11)门驱动电路：R1、R2=470KΩ，Rb1、Rb2=15Ω，Re1、Re2=12Ω。
7实验结果
图8所示为HPF电子镇流器的交流输入电压和电流；辅助电感器的电流和公用电源线路的电压示于图9。
由图10和图11可分别见到双结晶体管Q1和Q2的换向整流。高频荧光灯的电流和电压示于图12。图13为镇流器驱动2支荧光灯时直流链接线路的电压Ub和输入电压Vin。图14为仅驱动1支荧光灯时，Vb和Vin的波形，此时直流链上的电压已达到380V。
图15所示为输入峰值电压时晶体管Q1的电压，此时的工作周期已减小到0.25。工作周期按式（12），随着瞬时的输入电压而变化。周期的改变导致对灯电流的调制，如图16所示。最小的灯电流出现在输入电压最大值时，波峰系数FC=1.53。
试验所得的特性参数为：效率η=85%，功率因数PF=0.99，总谐波失真率THD=8%（2灯）和12%（1灯）。
8结论
本文提出的基于高频脉冲信号的单级电子镇流器，可获得HPF（高功率因数），应用该镇流器，由于高频运行，能确保灯的效率提高约15%。
因为镇流器采用了倍压输入整流器，并运行于断续导通方式，故很适合于小功率级和交流电压有效值低的应用场合。利用双结型晶体管自振荡电子镇流器的运行，具有可变的工作周期，借输入电压进行调制。增加的输入电压使得电子镇流器工作周期减小，这允许镇流器以低的直流链上电压运行于断续导通方式。即使去掉1支灯管，直流链上的电压仍保持于满意的水平。
运行于25kHz的试验室样件已制成，能由127V电压的有效值驱动2支40W荧光灯。试验结果证明，该电子镇流器为HPF的，且总的谐波失真率低、波形系数小。
暂无评论