1 引言
在几乎所有应用电功率变换的场所，对于长时间处于运行中的设备而言，工作效率始终是它们最重要的性能指标之一。变换效率(η)的定义与表达式如下所示[见式(1)]，即是输出功率(Pout)除以输入功率(Pin)的比率。
效率(η)=输出功率(Pout)/输入功率(Pin)(%)            (1)
高效率的设备意味着它们具有良好的功率变换能力。电源系统的空载功率损耗主要由其控制电路和功率电路两个部分的功率消耗产生，控制电路的效率可以通过计算或者实测得到的比较准确的数据来判别，但空载时的功率电路往往是以间隙性模式工作的，为此，功率电路的空载功率损耗不易用计算的方法得到。所以，电源系统实际的效率判定可以在100%、75%、50%和25%的负载状态下，用实测得到的效率之值来衡量。
众所周知，在设备的输出功率为零时，效率值也减少至零。在这种情况下，设备没有消耗能量，即电源处于待机状态，可见此时的输出功率被全部浪费掉了。同时，我们都清楚，一般情况下，单台设备的待机功率损耗可能是很少的，但是，近几十年来，电子电气设备的发展突飞猛进，全球用电设备已形成了一个十分庞大的数量，所以，全球用电设备总的待机功率损耗量是个十分可观的数字。例如，有报道称，2000年时，澳大利亚家庭所消耗的电能中，有11.6%是因待机功率损耗买的账单，如果将其折算成货币，其价值超过5亿美元。而且，这一部分所消耗的电能相当于排放出500万吨CO2。鉴于此，近20年来，尤其是进入本世纪以来，在节能减排、绿色环保的一片呼唤声中，减少待机功率损耗的问题引起了遍及全世界人们的关注和重视，减少待机功率损耗的研究力度也随之加大，包括强制性法规的制订落实和技术层面的措施。
2 许多国家和地区或组织机构拟订颁发了一系列强制性的减耗法律法规和技术标准
为了积极应对温室效应和全球变暖产生的环境问题，确保世界经济和社会可持续发展，世界上许多国家、地区和组织机构制订颁发了多种具有强制性执行要求的节能法规和技术标准，现择要介绍如下。
2.1 欧洲经济共同体关于空载功率损耗规范
2001年1月开始，欧洲经济共同体(EEC, European Economic Community)制订并要求其成员国执行严格的设备空载状态下的功率消耗规范。表1所列为其各个执行阶段的详细规定。
2.2 美国加州能源委员会(CEC)的能源之星(ES, Energy Star)计划提出的节能规范
表1  EEC关于待机功率损耗的规定
额定输出功率 空载功率消耗
 第一执行阶段 第二执行阶段 第三执行阶段
 2001年1月1日 2003年1月1日 2005年1月1日
0.3W-15W 1.0W 0.75W 0.3W
15W-50W 1.0W 0.75W 0.5W
50W-70W 1.0W 0.75W 0.75W

美国加州能源委员会的能源之星计划中提出的节能规范只对单路输出且输出功率小于250W的外置电源提出了要求。规范将外置电源的待机功率损耗和平均功率分成六个等级，并标志为Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ，同时规定了标准的测试条件与方法，如表2所示。目前，全世界绝大多数国家和地区已采用“能源之星”规范中对能效标准的分级，测试标准与方法以及标签。
美国能源法EISA也明确规定，于2008年7月1日起对外置电源要强制执行美国的能源之星(ES)Ⅳ级标准，并于同年11月1日起强制执行ESⅡ级标准。
2.3 欧盟提出的节能标准—EC 278-2009
欧盟于2009年4月6日正式颁发了《外置电源生态化设计标准，即EC 278-2009》的实施计划。EC 278-2009标准于2009年4月6日颁发之日起生效，规定了分两个阶段实施如下能效标准。
第一阶段，自2010年4月26日起，强制实施《能源之星》Ⅳ级标准。
第二阶段，自2011年4月26日起，强制实施《能源之星》Ⅱ级标准。
2.4 澳大利亚、新西兰、韩国等的节能法规
澳大利亚和新西兰的节能法规只要求检测在230V/50Hz时电源产品的能效，并且达到《能源之星》Ⅲ级标准即可上市销售。对此，澳大利亚已于2008年12月1日起强制执行，新西兰也于2009年4月1日起开始强制执行。韩国在2008年时也仅要求自愿参加认证标志的能效等级，2008年是从自愿认证到强制执行的过渡时间。2010年开始强制实施《能源之星》Ⅲ级标准。
2.5 我国的节能规划
我国是最早加入和引进《能源之星》计划的国家之一。2004年，我国就参照《能源之星》计划提出了待机功率损耗的规定（见表3所列）。不过，那时还处于厂家自愿认证的状况，尚无明确的强制规定执行《能源之星》节能规范的计划与法规。
表3 Energy Star和中国的待机功率损耗规定
规定发布者 Energy Star 中国
实施开始日期 2004年11月1日 2004年11月1日
规定类型 自愿 自愿
额定输出功率 最大空载功率(W) 最大空载功率(W)
0＜W≤10 0.5 0.5
10＜W≤250 0.75 0.75

从有关报道和统计可见，虽然不同国家和地区对节能规范的引进时间、执行力度的要求有所区别，但全球范围内人们的节能意识和行为都在不断增强。根据美国《能源之星》计划的电源厂家已达到125家，其中我们中国的厂家占80家，达到64%。这可以说明我国对节能减排、保护环境工作的重视，这也说明，我国的电源厂家在电源产品的升级换代上加快了步伐，从厂家自愿认证过渡到立法强制实施《能源之星》的节能法规与标准，我国已取得显著成绩。
3 减少空载待机功率损耗的一些技术措施
3.1 概述
目前，世界各国的电源节能标准只对单路输出且输出功率小于或等于250W的外置电源提出了要求。在250W输出功率范围内的电源，可以根据功率变换电路分为单级变换电源和两级变换电源两种。选择那一种可以根据电源的输入功率是否超过75W并且能够满足标准EN61000-3-2网侧电流谐波的要求进行。为了达到节能规范要求的空载待机功率损耗和平均效率，单级和两级功率变换电源采取的技术手段是不相同的。降低电源的空载损耗是节能电源的关键技术，输出功率越大，降低空载电能损耗越困难，特别是针对两级功率变换的电源。例如，5W的手机充电器容易达节能规范的要求，而250W的电源要达到0.5W以下的空载功率损耗就是个挑战性课题。
电源的空载功率损耗主要由控制电路损耗和功率电路损耗两部分组成，控制电路的功率损耗又可分为原边控制电路损耗和副边控制电路损耗两部分。在控制电路的功率损耗中，原边控制电路芯片及其启动电路的功耗占主要部分。采用低功耗的控制芯片是降低控制电路功耗的关键，并且，低功耗的芯片还可以相应地降低启动电路的功耗。空载时，功率电路工作在间隙脉冲模式，所以，功率电路的损耗很难通过计算得到比较准确的数据。因此，功率电路的损耗常常是通过对产品进行实测所得结果来分析和判定的。
3.2 功率变换电路和控制电路的降耗方法探讨
以上谈到，在250W输出功率范围以内的电源中，功率变换电路分为单级功率变换和两级功率变换是根据电源的输入功率是否超过75W进行选择的。
在单级功率变换的电源中，降低空载功率损耗的主要方案是选用合适的节能型控制芯片。在常用的Bipolar、CMOS和BiCMOS三种半导体技术中，由于BiCMOS技术的高可靠性和低功率损耗特性，已被许多电源厂家如Onsemi、TI、NXP、ST和BCD等采用。其中BCD已经研制成功了与传统的38X系列引脚完全兼容的节能型PWM控制芯片。
在两级功率变换的电源中，降低空载功耗的控制芯片解决方案又分为单芯片和双芯片两种方案。单芯片解决方案如NXP公司推出的TEA1750方案；双芯片解决方案如ST公司推出的L6563和L6599组合方案。降低两级功率变换电源的功率电路之损耗比单级功率变换电源要困难得多，需要功率因数校正级(PFC)与后一级的DC-DC功率变换级很好地协调工作，让电源工作在降低间隙工作模式或降频工作模式，以减少开关管的工作次数或工频回路工作的占空比，达到降低空载待机损耗的要求。[page]
3.2.1 XNP公司推出的TEA1750单芯片解决方案
两级功率变换由Boost升压电路和反激式直流变换器实现。空载时，TEA1750使得功率因数校正(PFC)级以打嗝模式在很低的频率下工作，间隔时间要达10秒以上。功率因数校正(PFC)级的输出电压VO-PFC的波动幅度较大，因此大大降低了功率因数校正级电路的功耗。但是对后一级DC-DC变换功率级没有任何特殊控制，仍为常规的闭环控制，因此是主要的待机功率损耗之一，采用NXP公司的单芯片TEA1750方案，功率因数校正级工作间隔可达14秒以上，其后一级为反激式直流变换器，并工作在常规的闭环反馈模式下。
3.2.2 采用ST公司的L6563和L6599组合的双芯片解决方案
两级功率变换由Boost升压电路和LLC直流变换器实现，在电源空载时，通过控制芯片L6599使得LLC直流变换器以打嗝模式在低频工作，打嗝间隙在0.1秒左右。同时与前级的功率因数校正级同步工作，达到降低空载待机损耗的目的。但应注意到，前级的功率因数校正级的工作是依赖于常规的闭环回路和后级的控制芯片L6599控制的，而且 ，功率因数校正级的输出电压VO-PFC很稳定。后级LLC直流变换器的工作间隔达到0.09秒，而前级的功率因数校正级的工作由常规的闭环反馈和后级的控制芯片L6599控制。
3.2.3 利用反激式变换器减少功率损耗
反激式变换器因其较低的制造成本以及很宽的输入电压范围而被广泛地应用于AC-DC变换器中。图1所示为反激式变换器的基本电路，其输出功率PO大致等于储存在变压器中的功率，即为：LP×FS×IP2/2。式中的LP是变压器的初级电感值，IP=(Vin/LP)×Ton是变压器初级的峰值电流。输出功率Po用下列方程式(2)表述：
                   (2)
在常规的PWM反馈电路中，Ton被调制到能满足输出负载的要求。而在输出功率的负荷很低甚至为零时，Ton有其实际上更小的界限，FS是有效调制参数。
由上所述可见，反激式变换器的主要功率损耗包括了功率级的传导损耗，功率级的开关损耗和由控制电路造成的消耗。这些损耗的量值可以被粗略地估算出来。较低的开关频率对减少与开关有联系的功率损耗始终是有效的方法。对于减少传导损耗，应采用低ESR元件。为了减少主要的控制电路消耗，根本的措施应该减少MOS电路要求的驱动功率，这也说明开关频率应该降低。
3.2.4 降低开关频率可以有效地减少功率损耗
为了在轻载或空载状态下的功率变换器降低开关频率，人们已经提出了多种解决方案。在脉动跳跃进位电路中，PWM控制器是依照负载电平跳越确定输出开关脉冲的。图2描述了脉跳跃的概念。开关频率被分隔可满足轻载和空载时的低功率消耗要求，并可以在输出负载反馈到原始水平时得到恢复。一旦开关脉冲被遗漏，另外的输出功率和输出电压将立即被减少。然后，即时Ton将通过控制反馈回路相应地增加以调节输出电压。在此期间，输出电压低于额定值。另外，即时Ton相应地被扩展，而跳跃脉冲则被恢复到原来的状态，输出电压出现了过冲。依照确定的输出负载的不连续门限，脉冲跳跃转变成了间隙脉冲或嵌入脉冲，但其节省的功率不能从邻近门限较小的负载变化中观测到。图3描述的技术是触发模式或称打嗝模式。在负载减小的时候，控制回路需要更短的Ton时间间隙。在低于确定的负载电平时，触发模式控制着Ton，以防止其更快下降和周期性地启动组合PWM脉冲，为此，功率转移随脉冲束的宽度而定。依照负载情况，储存的功率可以从下降的脉冲束长度和/或增加的组合时间间隙中得到。在触发控制模式中，存在两个明显的缺点：①可能出现存在于组合时间间隙中的调谐低频噪音；②突出的负载变换将引起输出阀值受到限制。
在轻载和空载的两种情况下，可以用断时调制来减少功率损耗。图4所示为断时调制的概念。在输出负载降低到阀值电平以下的时候，在相应的负载减少时，断时将逐渐增加。开关频率的降低值被认为是输出功率的函数，因为“断时”是一个周期接着一个周期的，断时调制图说明动态响应模式优于脉冲跳跃和触发模式。
不同的降低工作频率的技术将决定从满载到空载状态的不同开关频率轨迹。但应该注意到，开关频率下降到音频频率段时，则音频噪声将可能升高（见图5所示）。
3.2.5 降低启动损耗
常用的启动电路如图6(a)所示，图中的VSTA是PWM控制器接通时的门限电压，TD-on是接通的延迟时间，且TD-on=(C1×VSTA)/IC1。大的Rin阻值可以有效地降低电阻性损耗，但接通的延迟时间将被延长。
图6(b)所示的是利用Rin电阻减少启动损耗的又一种类型的电路。大阻值的Rin可以根据小容量的C1来选用，以确保短的接通延迟时间。大容量的C2向VDA提供稳定的电压。利用得出的减少启动损耗的各种研究成果，启动损耗将可以被降低很多，但接通延迟时间则将保持很短。可以用Rin代替先前的一种用半导体工艺制造的高压启动开关，用Rin执行启动和关断，可以很好地缓解损耗与发热的争论。
3.2.6 降低控制器消耗功率也是减少待机功率损耗的措施之一
PWM控制器由不同的半导体集成工艺制作的如双极晶体管，CMOS和双CMOS实施。它们各自所消耗的功率是不同的，故应合理选用。另外，集成电路(IC)的设计制造也影响电源的性能，包括其损耗。
3.2.7 降低反馈损耗
正规而灵敏的反馈电路是由标度电阻器、TL431模块和光耦合器组成的，其输出接地连接要消耗功率。初级侧控制技术如图7所示，从辅助绕组消除反馈路径和获得输出电压信息，消除了反馈回路可能造成输出电压的控制信号变得粗糙的不利后果。
3.2.8 降低电源输入端放电回路的功率损耗
电源输入端放电回路的功率损耗也是待机功率损耗的不可忽视的组成部分，特别是在医疗设备中。根据医疗设备安规EN60601-1的规定，交流输入切断后的输入端电压必须在1秒钟内降低到60V以下，为此，如果输入端的安规电容的电容量比较大，则就不得不减小输入放电电阻之值，以满足放电电压的安规要求，由此而引起的额外功率损耗有时可能超过100mW。
4 解决平均效率的方案
单级功率变换电路主要应用于电源的输入功率小于75W的场合，其通常采用的拓扑结构是单管反激(Flyback)变换器和单管正激(Forward)变换器。在输出电压较低，电流较大的场合，副边常采用同步整流器替代二极管整流器以进一步提高效率。
两级功率变换电路主要应用于输入功率大于75W和输出功率小于250W的电源。其通常采用的拓扑结构是有源功率因数校正器PFC+隔离的直流变换器。对于大功率的应用场合（大于180W），可采用两路交互式有源功率因数校正器PFC+隔离直流变换器，以进一步提高效率，满足平均效率的要求。
另外输入端EMI滤波器的功耗对效率的影响也是不可轻视的，有时，它可以消耗大约占2-3%的效率。这种消耗可以通过改善变压器等磁性器件的设计制造以抵消共模噪声，减小输出端EMI滤波器的功耗以提高电源效率。
5 减少待机功率损耗、提高电源效率技术措施举例
以下用两个实例讨论电子产品节能，即提高效率、减少待机功率损耗的技术措施。
5.1 一种适配器的节能设计
图8所示为综合考虑了以上两节所讨论的节能方案的一种具有输入范围为90~240Vac，输出为12V/5A的适配器电路图。其断时调制采用的PWM控制器在20%负载时开始工作。利用Rin 3M的低损耗启动电路。在空载状态下，FS从2到8kHz下降到音频噪声的强迫振动，其待机功率仅为0.1W。表4列出了它们的一些关键测量数据。
表4  适配器样机测试数据
Vin (Vac) Io (A) Vo (Vdc) Pin (W) fs (kHz)
240 0.0 12.01 0.1 2-8
240 0.042 12.01 0.88 8.06
240 1.0 12.01 7.2 8.06
240 5.0 11.83 6.9 51.0[page]

5.2 电源变压器减少空载损耗的设计考虑
上面谈到，在电源设计中必须考虑其所用磁性元件减少功率损耗的问题，对此，磁性元件设计制造工程师们在实际工作中做了很多工作，甚至从其上游产品的原材料如磁性材料、绝缘材料就开始抓起，所以不断取得成果，现在，就电源变压器设计制造中如何减少功率损耗的问题，将贝冠祺、王全保两位先生在《小功率变压器》一书中总结的经验和设计方法推介如下。
所谓“空载损耗”，就是变压器不接负载时，由空载电流引起的损耗(PK)。流经一次绕组的总电流(Io)中，励磁电流(Iφo)是Io的主要成分，为无功分量，约占Io的90%。空载电流的有功分量是铁损电流(ICo)，这是专为空载铁损产生能量的电流，约占空载电流的10%。空载铁损与空载电流成正比关系。
空载功率损耗的组成：空载功率损耗主要来自空载铁损，而空载铁损主要由空载电流引起的。空载损耗PK等于空载铁损PCo+空载铜损Pmo，即：PK=Pmo+PCo≈Io2·r1(20℃)+ICoU1或PK=Pmo+PCo≈Io2·r1(20℃)+PsoGe
式中，Pso是每千克铁心的空载功率损耗，Ge是铁心质量（千克），从统计可知，空载铁损PCo约占空载损耗PK的90%~95%，空载铜损约占5%~10%。同时，变压器的功率越大，PCo占PK的比例越大。
什么原因会使空载电流变大呢？一般情况下可以归纳为以下六点：①采用了铁损较大的铁心材料。这类材料的磁滞回线“胖”，磁化曲线平坦不陡峭。②铁心磁路中的气隙偏大，例如C型铁心的端面不平整，或装配时混入了杂质；EI型铁心片装配中不平整，接缝偏大；或者多片叠在一起插片，发生错片；或者插片太松甚至掉片，致使铁心横截面积偏小。这些问题都将造成磁路的磁阻增加，因此，为了达到同样功率就要让励磁电流大大增加，也就是空载电流增大。③因为晶粒取向的硅钢材料对应力非常敏感，以致铁心插片时片间过紧或者横向夹紧力过大都会使磁化曲线严重下降而造成空载电流成倍增加。④一次绕组匝数偏少，安匝数不足，必须增大Iφo，则Io也增大。⑤绕组匝间短路，若是一次绕组匝间短路，则为有效匝数减少，必须增大Io；若是空载时二次侧匝间短路，则短路绕组上的感生电流反射到一次侧，使一次电流的有功分量增大即Io增大。⑥铁心插片的毛刺大，可能破坏片间绝缘涂层而使片间绝缘电阻下降，涡流增大而使Io增大。
那么，怎样在电源变压器的设计制造中降低空载电流和减少空载功率损耗呢？首先，应消除上述六类因为不正常设计制造问题而增加的空载电流和空载功率损耗。其次，变压器的设计制造应更加精细化，如①选择铁损小的铁心材料，如选用硅钢片做铁心，应以冷轧取向硅钢取代冷轧无取向硅钢，以冷轧替代热轧，此举的代价是增加了成本。②在制造工艺上采取措施，如将铁心型号加大一号，大号铁心的铁损较小，用铜量也可减少，称其为以铁补铜，代价是增加了变压器的重量和体积。选择同类铁心中质量优良者。采用合理的插片工艺。以黑片代替白片。质量不同的铁心片不要混用。以薄的铁心片替代厚片，因为涡流损耗正比于铁心片厚度的平方。用环氧胶木漆或无溶剂漆对铁心进行真空浸渍，可使其空载电流下降13%，空载损耗下降8%。③在C型铁心的端面用导磁胶粘合，可使空载电流下降20%，同时噪声明显减小。④从设计上减小空载磁感应强度(Bo)的取值，增加绕组匝数，因铜电阻增大使Io下降。另外，减小Bo对满载损耗的下降也有明显的作用。⑤从设计上还可以考虑提高电流密度(J)，因为J增加后，导线变细，铜电阻增大，Io下降。
综上所述，降低电源的空载电流和空载损耗，在电源变压器的设计，材料选用和制造工艺上全过程优化是非常有意义的。
6 小结
文章论述了关于降低待机功率损耗的现实意义，介绍了一些国家和地区关于降低待机功率损耗的法规和标准，如“能源之星”(ES)，分析了当前有关降低AC-DC开关电源待机功率损耗的主要技术途径。
在此，我们展望未来降低待机功率损耗的技术措施，随着芯片技术的发展，单芯片技术将逐步取代双芯片技术，这将进一步减少待机功率损耗和优化电源的工作模式，满足更高的节能标准需求。另外，半导体器件的性能将随半导体技术的发展进步而不断提高，从而可以提高电源的工作频率，减小无源元件的体积，同时进一步提高效率。通过改善电磁兼容性设计也可以进一步减小输入EMI滤波器的功能以提高效率。
目前，越来越多的移动设备采用电池备份的工作模式，以期望更长久的待机时间和工作时间，如笔记本电脑、移动医疗设备和移动检测设备往往采用嵌入式内置电源，以缩小体积，便于携带。所以，可以推断，内置电源的节能规范将是下一阶段“能源之星”(ES)必将涉足的领域。
参考资料
[1] "Energy Star Program Reguirements for Single Vlotage External ac-dc and ac-ac Power Supplies Version 2.0" US EPA.
[2] "International Effiecieney Marking Protact for Externd Power Supplies" US EPA.
[3] "Commssion Regulation (EC) NO278/2009 of The European Communities."
[4] R. Erickson, D. Maksimovic, Fundamentals of Power Electronics, 2nd, 2001 Kluwer Academic Publishers.
[5] C. L. Chen, G. Y. hin, T. Y. Yang. Reducing Standby Power of AC-DC Switching Power Supply, International Integrated Cinuit Seminar 2003 China.
[6] US patent 5.747,977. Micro Liner等专利.
[7] 贝冠祺, 王全保《小功率变压器》，机械工业出版社, 2011年5月第一版.

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