采用不对称绕组变压器的不对称半桥电路的研究

摘 要：为了改善不对称半桥电路变压器直流偏磁较大的问题，本文提出一种新的不对称半桥变换器，其变压器副边两绕组不一定对称。文中详细分析了新的半桥电路的工作原理以及实现软开关的条件，并引出两种电路特例，最后进行仿真验证。
叙 词：半桥变换器 软开关 直流偏磁

1 引言
全桥和半桥变换器在DC-DC变换场合都得到了广泛应用，半桥变换器相对结构简单、成本低，在中小功率的场合更有优势，但半桥电路要实现软开关比较困难。传统的恒频、对称控制半桥变换器，不能够利用电路中寄生电感、电容之间的谐振来实现零电压开关（ZVS）。谐振式半桥变换器虽然能够实现ZVS，但是开关管的应力增加，而且要采用变频控制，使电路的设计复杂化[1]近年来，国外对恒频、对称控制的半桥电路进行了研究[2～4]。它利用变压器的漏感与MOSFET管结电容间的谐振，使开关管实现ZVS，而且能恒频工作。但是这些文献中的不对称半桥电路都是采用对称绕组的变压器（Symmetrical Transformer-Asymmetrical Half Bridge Converter），变压器的直流偏磁较大。存在较大的直流偏磁，电路在动态调节时变压器容易饱和，影响变换器的可靠性。
本文通过分析[2～4]中不对称半桥电路变压器的输入输出能量关系，发现：对应原边两管互补导通的两段时间内，变压器输入、输出能量不平衡，所以造成了直流偏磁。由此，本文提出采用不对称绕组的不对称半桥电路（Asymmetrical Transformer-Asymmetrical Half Bridge Converter）， 即变压器副边两绕组匝数不一定相等。文中对其工作原理进行研究，进而得到两个电路特例：通过调整副边绕组的匝比关系，能够改善变压器的直流偏磁或输出滤波效果。此外，文中还讨论了电路实现软开关的条件。最后给出仿真结果。
2 工作原理
AT-AHB电路如图1（a）所示（实际的变压器用其等效电路表示）。是变压器的漏感（包括回路中的寄生电感），是变压器的磁化电感。与[2~4]的不对称半桥电路相比，只是变压器的副边绕组发生改变：两个副边绕组匝数不一定相等，分别为、。

2.1 电路的引出
要解决传统的不对称半桥电路变压器直流偏磁较大的问题，需要分析其直流偏磁产生的原因。与反激电路、正反激电路不同，不对称半桥电路变压器在原边两开关管导通的两个阶段都有能量的输入、输出，没有明显的能量储存、释放的两个阶段。考虑到变压器直流偏磁产生的根本原因就是变压器充当了储能元件，所以可通过分析ST-AHB变换器变压器的输入输出能量关系来找到引起其变压器有直流偏磁的原因，从而找到解决办法。传统的不对称半桥电路如图1（a）所示，且两个副边绕组匝数相等，==。令、的导通时间分别为DT及（1-D）T，流过、的电流分别为、，输出电流为，电容、的电压分别为忽略上的电流脉动，则有：
由于变压器在一个周期的伏秒积分为零，所以可得下式：
(1)
稳态时，变压器原边的电流直流分量为零，则有：
(2)
结合表1、式（1）、式（2）可知：对于ST-AHB变换器，由于两个副边绕组匝数相等，所以在一个开关周期的两个时段中，变压器副边输出的能量相等；但原边输入的能量却不一定相等，这样变压器输入输出能量就不平衡，所以变压器存在直流偏磁。显然，要消除直流偏磁，就应使变压器输入输出能量平衡。很自然，通过调整副边绕组的匝比关系，就可以平衡变压器的输入输出能量关系，由此便引出图1（a）中的电路。
表1 ST-AHB变压器的输入输出能量

2.2 基本原理
电路的主要波形如图1（b）所示。分析其稳态工作时作如下假定：①除变压器外，所示元器件均为理想；②电容器==；③输出电流为；④不考虑磁化电感中的电流脉动，令磁化电感中的电流为；⑤的占空比为D，的占空比为1-D。此电路在一个开关周期内的开关模态可分述如下：
（1）开关模态O[时刻]，参考图2（a）。该模态中，、导通，、截止，变压器“*”为负，原边电流由“*”端流出。C点电压以及原边的电流分别为：
(3)
(4)
其中o为tO时刻流过变压器原边的电流大小。

图1 AT-AHB主电路及原理波形
（2）开关模态1[，]，参考图2（b）。时刻，零电压关断。仍未导通，继续流通，变压器仍然是“*”端为负。由转移到、的结电容中。在这个时段内，漏感与滤波电感串联，且较大，近似不变。上的电压线性增加，上的电压线性下降：
（5）
（6）

图2 各模态等效电路图
时刻，上的电压达到，上的电压降至，模态1结束。该模态所用时间为：

（3）开关模态2[，]，参考图2（c）。变压器副边进入续流状态：、同时导通，C点电压为零。、的结电容与漏感开始谐振，上的电压继续增加，上的电压继续降低。、的电压及原边电流按下式变化：
（8）
（9）
(10)
时刻，上的电压降为零，的反并二极管自然导通，本模态结束。
（4）开关模态3[，]对应于图2（d）。时刻，的反并二极管导通，将两端电压箝在零位，使得能够零电压开通。全部加在上，原边电流线性下降，直到时刻，减小为零。原边电流满足下式：
(11)
（5）开关模态4[，]，对应于图2（e）。导通、截止，原边电流正向增加。由于原边电流不足以提供负载电流，副边、仍然导通。中流过的电流逐渐增加，中流过的电流逐渐减小，C点电压为零，直到时刻，副边换流结束。原边电流为：
(12)
（6）开关模态5[，]，对应于图2（f）。变压器副边换流结束，导通，、截止，变压器“*”为正，原边电流由“*”端流进。C点电压以及流过和变压器原边的电流分别为：
(13)
(14)
时刻关断，模态5结束。
[～～t～～～～]的开关模态分析与[～～～～～]的开关模态分析基本相同，但由于流过、电流不同，各个模态所需的时间不同。
2.3 基本关系
与AT-AHB电路的分析类似[2]，可得到电路的基本关系如表2所示。其中，fs为电路的开关频率。
表2.AT-AHB电路的基本关系

2.4 两个电路特例
根据表2容易得到：①当/=（1-D）/D，变压器的直流偏磁为零；②当/=D/（1-D），输出电流脉动为零；③当=，AT-AHB电路就是传统的ST-AHB电路。
不妨令情形①为1#改进电路，情形②为2#改进电路，与传统的AT-AHB电路性能对比如表3、图3。图3中，AT-AHB电路用0#表示。
表3 三种电路对比


图3 三种电路性能对比曲线
由表3、图3可知:
①三种电路的输入输出关系相同，同样的设计条件下，原副边匝比相同。
②不对称半桥电路额定输入电压时占空比常设在0.3～0.35，所以1#改进电路最有利于改善电路的直流偏磁，2#改进电路最有利于改善电路的输出电流脉动。但是这两种改进的电路无法同时改善两个指标，必然是一个得到改善而另一个变差。
③输出电流脉动增加可以通过调整输出滤波电路的参数得到改善，但电路的直流磁化电流完全由输入输出条件和变压器的匝比关系决定。因此，从提高电路可靠性的角度出发，1#改进电路更有应用价值。
④一般而言，两种改进电路并不能完全消除直流偏磁或输出电流脉动，而是通过调整副边的匝比关系将电路直流偏磁或输出电流脉动的最小值点调整到额定工作点，从而最大程度的改善电路的直流偏磁或输出电流脉动。
2.5 、实现ZVS的条件
、要能零电压开通，要求漏感的能量足够，可将管容上的电荷抽走，且、Q的开通延迟时间、（见图1）也要与电路谐振时间匹配。根据式（8～10）有：

显然，两个开关管的零电压条件不同。对于传统不对称半桥电路，、实现ZVS的条件同上。
3 仿真结果
本文采用Pspice8.0对传统不对称半桥电路及1#改进电路进行了仿真。电路指标如下：额定输入电压：300VDC；输出电压：110VDC；满载输出电流：5A；开关频率：100kHz。具体仿真参数如下：（+）/：1.67；占空比：0.333；/：1.11；、：470μf；：1μf。
图4、图5分别为满载时两种电路副边折算回原边的电流（）和原边实际电流波形（）对照图。显然对称绕组电路直流偏磁较大而1#改进电路基本无直流偏磁。对称绕组电路的仿真值为1.394A，根据表1计算值为1.392A ；1#改进电路的仿真值为0.001A，根据表1计算值为0A，仿真结果与理论计算非常一致。图6（、死区为0.3μs，漏感为8μh，负载为5A）、图7（死区为0.17μs，死区时两管驱为0.3μs，漏感为20μh，负载为2A）分别为不同负载、漏感、死区时两管驱动电压及漏源极电压波形。显然负载越大、漏感越大，越易实现ZVS。另外，由图6可明显发现管更容易实现ZVS。这是因为管容中的储能比管少。仿真结果与ZVS条件的分析一致。

图4 对称绕组电路电流对照图

图5 改进电路一电流对照图

图6 两管驱动电压及漏源极电压图

图7 两管驱动电压及漏源极电压图
4 结论
本文详细分析了AT-AHB电路的工作原理以及变换器实现软开关的条件。采用不对称绕组变压器，能够根据电路的工作条件设计副边绕组的匝比，将电路直流偏磁或者输出电流脉动的最小值点调整到电路的额定工作点上，从而最大程度的改善电路的性能。电路的软开关条件与漏感、负载、电路工作点有关，另外由于电路固有的不对称控制方式决定了两个开关管的软开关条件不同。仿真结果与分析吻合，证明了AT-AHB电路具有一定的实用价值。
参考文献（略）