直流变换器用微型变压器的电气性能
2003-06-24 15:05:46
来源：国际电子变压器
直流变换器用微型变压器的电气性能
Electrical Performance of Microtransformers for DC-DC Converter Application
1 前言
减小便携式电子装置体积的发展趋势，正推动着电感器、电容器、变压器这类无源元件在硅基片的集成。过去十年，对硅基片上磁性薄膜元件的设计、制造和特性进行过很多研究。已开发出的微型变压器和电感器的制造工艺，多数都采用电沉积技术。有人已证明了用薄膜磁性元件与其他功率变换用元件集成的可行性。已制成了与肖特基二极管集成的薄膜变压器。有人把薄膜电感器集成到集成功率开关和控制电路系统上，制成一种1W直流变换器，但达到的功率密度，其典型值为1W/
级。其他人达到了较高的功率密度，他们报道的微型变压器的功率密度22.4W/，效率为43%。最近，还有人报告了他们使用薄膜电感器的微型变换器，其效率高达83%，输出功率1.5W。
本文介绍提高功率密度和效率的新设计与制造技术。要优化微型变压器的设计，必须有一种能够快速评价多种变压器设计的模拟技术。与繁琐的数字法相反，采用分析法进行模拟。本文介绍制得的E型磁芯微型变压器的电气性能及其在直流变换器中的应用，把测量结果同分析模拟的数据进行对比。
2 微型变压器的设计与制作
变压器结构的平面图示于图1，这是一种E磁芯型微型变压器，由两个交错运动场式电磁隔离线圈夹在磁性材料薄层之间构成。有人已证明，采用E型磁芯设计，比环型磁芯功率密度高。采用不同的几何结构参数设计成变压器系列，工作频率均为5MHz。每种器件设计的详细资料列于表1中。
图1 E型磁芯微型变压器（6：4）俯视图
变压器采用光刻和溅射、电镀沉积法制作在硅基片上。用电镀坡莫合金（
），形成变压器磁芯。用介电材料（BCB），使底部磁芯与导体绝缘。经过厚光刻胶图形电镀铜，制成厚43μm的绕组。然后把这种光刻胶旋涂在导体上，在导体和顶层磁芯之间形成绝缘层。最后，电镀顶层坡莫合金，制成使顶层磁芯底部磁芯相连接的图形，构成闭合磁芯。制得的微型变压器示如图2。把最终制成的器件切成小块，用板上片式技术单个封装。
3 电气性能
封装好的变压器的电气参数，用HP4195型阻扰分析仪测定。图3绘出B、C、D、E四种微型变压器的开路电感测量值。在所有情况下，到5MHz以前的电感量都保持恒定。磁芯最长（17mm）的变压器D，电感值（0.9μH）最大。
4 微型变压器模拟
为了彻底弄清制成的变压器特性并能预测它们的指标，必须对磁结构进行模拟。可以用有限元件（ANSOFT麦克斯韦二维法），精确预测性能指标：采用涡流场计算器，并认为磁性材料是线性的。但要探索其优化措施，还是用速度较快的模拟程序更好一些。因此，采用分析法来模拟变压器。
分析模型建立在确定变压器等效电路模拟各单元的基础上，其中忽略寄生电容。与频率相关的电阻和漏感，用Dowell提出的方法计算。虽然只考虑了一维作用，但发现这种方法用于单层高宽比大的线圈是合理的。增大导体的高宽比，可以提高这种模拟的精确度。计算磁芯电感和电阻Rc，采用建立在无限长薄膜内一维解麦克斯韦方程基础上的磁芯模型。由此可以得到磁芯电感及其中的涡流损耗与频率相关模型。分析中，不包括磁芯中的磁滞损耗。
图4是微型变压器D开路（Los）和短路（Lsc）电感量随频率变化的测量值和用分析模型计算值之间的比较，图中同时绘出了用有限元分析法得到的仿真值。在运用分析模型和FEA仿真这两种情况下，同测量值比较，磁性材料参数必须为已知值。坡莫合金层的电导率用四点探测法测定，其磁导率根据用环形式样测得的电感量确定。
从图4看出，开路电感测量值与模拟值十分接近。短路测量可给出微型变压器漏感的概念。但是低频下，因磁化电感量很小，磁化电阻抗也很小，这种变压器不能看作为理想变压器工作。其结果是，短路测量时部分磁化电感量（Lm）被反射。从1MHz起，测得的短路电感值（0.4μH）只考虑了漏感（L1）；同用有限元仿真预测的漏感对比，可以确定这个漏感值。分析模拟在全频段范围内同测量完全相符。
图5把变压器D在开路和短路中测得的和模拟的电阻值随频率变化的曲线进行对比。到1MHz以前，其电阻值大约为1Ω。图中这种低电阻说明，厚铜导体涂层（43μm）是对的。超过1MHz，结构中损耗使电阻增大。可以精确预测绕组的损耗。不过，高频下损耗中磁芯损耗（涡流损耗和磁滞损耗）占优势。由于这种模型不包括磁滞损耗，这就部分地说明为什么要从20MHz开始，此种分析模拟与测量不相符。还要注意到，在这个频率附近器件达到共振频率（70MHz），因此，电容作用可能使电阻再增大。
根据上述分析可以得出结论：分析模拟法可令人满意地表达变压器的开路和短路特性，特别是在到5MHz实用的工作频率范围以内。
5 直流变换器中的微型变压器
把微型变压器D用在工作在2MHz的全桥式直流变换器中。图6绘出测量和计算得输入电流（Iin）与输出功率（Pout）同输入电压（Vin）的关系曲线。当Vin=4.5V时得到最大输出功率0.4W，之后变压器磁芯饱和。
Vin>2V时，Iin模拟量与测量值不相符。这是因为模拟中假设材料的磁导率是线性的，而实际上，接近饱和，磁导率会减小对磁化电感的作用，因此输入电流增大。
变换效率，用测得输出功率与输入功率之比来确定。Vin>2V时，测得的效率为40%。模拟预测，用相同的输入电压可使效率达到50%。其间的差异，可能是因在模拟中不包括磁滞损耗引起的。
根据这些测量看出，微型变压器的功率容量和变换效率可以提高。把工作频率提高到5MHz（最初的设计标准），在Vin=12时，模拟预测的输出功率会达到2.2W，而在2MHz仅为0.4W。增大磁芯材料厚度，也会有利于变压器在较高的电压下工作。
精确地分析损耗可以看出，由于Lm低，初级绕组损耗占优势。用高宽比为2：1的导体，可以减小绕组电阻，模拟预测的效率将提高到75%。另一方面，用较厚的磁芯能解决低磁化电感问题。采用叠层，可以防止涡流在磁芯中产生较大的损耗。未来的工作，将在模型中集中考虑磁滞损耗和电容作用的问题。■
参考文献
M.Brenet，et al.，IEEE Trans.Magn.，2002年9月38卷第5期:3174～3176页
Electrical Performance of Microtransformers for DC-DC Converter Application
1 前言
减小便携式电子装置体积的发展趋势，正推动着电感器、电容器、变压器这类无源元件在硅基片的集成。过去十年，对硅基片上磁性薄膜元件的设计、制造和特性进行过很多研究。已开发出的微型变压器和电感器的制造工艺，多数都采用电沉积技术。有人已证明了用薄膜磁性元件与其他功率变换用元件集成的可行性。已制成了与肖特基二极管集成的薄膜变压器。有人把薄膜电感器集成到集成功率开关和控制电路系统上，制成一种1W直流变换器，但达到的功率密度，其典型值为1W/
级。其他人达到了较高的功率密度，他们报道的微型变压器的功率密度22.4W/，效率为43%。最近，还有人报告了他们使用薄膜电感器的微型变换器，其效率高达83%，输出功率1.5W。本文介绍提高功率密度和效率的新设计与制造技术。要优化微型变压器的设计，必须有一种能够快速评价多种变压器设计的模拟技术。与繁琐的数字法相反，采用分析法进行模拟。本文介绍制得的E型磁芯微型变压器的电气性能及其在直流变换器中的应用，把测量结果同分析模拟的数据进行对比。
2 微型变压器的设计与制作
变压器结构的平面图示于图1，这是一种E磁芯型微型变压器，由两个交错运动场式电磁隔离线圈夹在磁性材料薄层之间构成。有人已证明，采用E型磁芯设计，比环型磁芯功率密度高。采用不同的几何结构参数设计成变压器系列，工作频率均为5MHz。每种器件设计的详细资料列于表1中。
图1 E型磁芯微型变压器（6：4）俯视图
变压器采用光刻和溅射、电镀沉积法制作在硅基片上。用电镀坡莫合金（
），形成变压器磁芯。用介电材料（BCB），使底部磁芯与导体绝缘。经过厚光刻胶图形电镀铜，制成厚43μm的绕组。然后把这种光刻胶旋涂在导体上，在导体和顶层磁芯之间形成绝缘层。最后，电镀顶层坡莫合金，制成使顶层磁芯底部磁芯相连接的图形，构成闭合磁芯。制得的微型变压器示如图2。把最终制成的器件切成小块，用板上片式技术单个封装。3 电气性能
封装好的变压器的电气参数，用HP4195型阻扰分析仪测定。图3绘出B、C、D、E四种微型变压器的开路电感测量值。在所有情况下，到5MHz以前的电感量都保持恒定。磁芯最长（17mm）的变压器D，电感值（0.9μH）最大。
4 微型变压器模拟
为了彻底弄清制成的变压器特性并能预测它们的指标，必须对磁结构进行模拟。可以用有限元件（ANSOFT麦克斯韦二维法），精确预测性能指标：采用涡流场计算器，并认为磁性材料是线性的。但要探索其优化措施，还是用速度较快的模拟程序更好一些。因此，采用分析法来模拟变压器。
分析模型建立在确定变压器等效电路模拟各单元的基础上，其中忽略寄生电容。与频率相关的电阻和漏感，用Dowell提出的方法计算。虽然只考虑了一维作用，但发现这种方法用于单层高宽比大的线圈是合理的。增大导体的高宽比，可以提高这种模拟的精确度。计算磁芯电感和电阻Rc，采用建立在无限长薄膜内一维解麦克斯韦方程基础上的磁芯模型。由此可以得到磁芯电感及其中的涡流损耗与频率相关模型。分析中，不包括磁芯中的磁滞损耗。
图4是微型变压器D开路（Los）和短路（Lsc）电感量随频率变化的测量值和用分析模型计算值之间的比较，图中同时绘出了用有限元分析法得到的仿真值。在运用分析模型和FEA仿真这两种情况下，同测量值比较，磁性材料参数必须为已知值。坡莫合金层的电导率用四点探测法测定，其磁导率根据用环形式样测得的电感量确定。
从图4看出，开路电感测量值与模拟值十分接近。短路测量可给出微型变压器漏感的概念。但是低频下，因磁化电感量很小，磁化电阻抗也很小，这种变压器不能看作为理想变压器工作。其结果是，短路测量时部分磁化电感量（Lm）被反射。从1MHz起，测得的短路电感值（0.4μH）只考虑了漏感（L1）；同用有限元仿真预测的漏感对比，可以确定这个漏感值。分析模拟在全频段范围内同测量完全相符。
图5把变压器D在开路和短路中测得的和模拟的电阻值随频率变化的曲线进行对比。到1MHz以前，其电阻值大约为1Ω。图中这种低电阻说明，厚铜导体涂层（43μm）是对的。超过1MHz，结构中损耗使电阻增大。可以精确预测绕组的损耗。不过，高频下损耗中磁芯损耗（涡流损耗和磁滞损耗）占优势。由于这种模型不包括磁滞损耗，这就部分地说明为什么要从20MHz开始，此种分析模拟与测量不相符。还要注意到，在这个频率附近器件达到共振频率（70MHz），因此，电容作用可能使电阻再增大。
根据上述分析可以得出结论：分析模拟法可令人满意地表达变压器的开路和短路特性，特别是在到5MHz实用的工作频率范围以内。
5 直流变换器中的微型变压器
把微型变压器D用在工作在2MHz的全桥式直流变换器中。图6绘出测量和计算得输入电流（Iin）与输出功率（Pout）同输入电压（Vin）的关系曲线。当Vin=4.5V时得到最大输出功率0.4W，之后变压器磁芯饱和。
Vin>2V时，Iin模拟量与测量值不相符。这是因为模拟中假设材料的磁导率是线性的，而实际上，接近饱和，磁导率会减小对磁化电感的作用，因此输入电流增大。
变换效率，用测得输出功率与输入功率之比来确定。Vin>2V时，测得的效率为40%。模拟预测，用相同的输入电压可使效率达到50%。其间的差异，可能是因在模拟中不包括磁滞损耗引起的。
根据这些测量看出，微型变压器的功率容量和变换效率可以提高。把工作频率提高到5MHz（最初的设计标准），在Vin=12时，模拟预测的输出功率会达到2.2W，而在2MHz仅为0.4W。增大磁芯材料厚度，也会有利于变压器在较高的电压下工作。
精确地分析损耗可以看出，由于Lm低，初级绕组损耗占优势。用高宽比为2：1的导体，可以减小绕组电阻，模拟预测的效率将提高到75%。另一方面，用较厚的磁芯能解决低磁化电感问题。采用叠层，可以防止涡流在磁芯中产生较大的损耗。未来的工作，将在模型中集中考虑磁滞损耗和电容作用的问题。■
参考文献
M.Brenet，et al.，IEEE Trans.Magn.，2002年9月38卷第5期:3174～3176页
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