100kHz，1kW移相控制全桥零电压开关PWM变换器中的开关变压器设计
Design of switch transformer in 100kHz，1KW phase-shift control bridge ZVS PWM converter

摘 要: 简要介绍用于移相控制全桥零电压开关PWM变换器中的开关变压器设计思路和设计方法，并给出了实验结果。
关键词: 移相控制 零电压开关 PWM变换器 开关变压器 磁性结构常数

1 引言
移相控制全桥零电压开关PWM变换器，是国内外近几年发展迅速，应用广泛的软开关变换器电路拓扑，它顺应了开关电源向高频化、轻量化、小型化、高密度、低成本、高效率发展的趋势，而开关变压器是该变换器中一个关键元件，它的设计优劣将直接影响到软开关电源的能量转换、电压变换、波形传递失真度、效率和可靠性。我们在设计100kHz，1kW移相控制全桥零电压开关PWM变换器的开关变压器时候，针对电路提出的各项技术指标要求，采取了综合措施，并通过工程实践，使开关变压器的设计不断完善。

2 软开关变换器主电路形式
100kHz，1kW移相控制全桥零电压开关PWM变换器主电路如图1所示。

图中，Tri(i=1、2、3、4)为功率管开关，Di(i=1、2、3、4)为功率管寄生体二极管，Ci(i=1、2、3、4)为功率管输出电容，T为开关变压器，Ls为变压器漏感。
电路的基本工作原理是：采用调节输出电压的方法，来改变全桥两臂对角线上下管驱动电压移相角的大小，让超前臂管栅压领先于滞后臂管栅压一个相位，并在L、C控制端对同一桥臂的两个反相驱动电压设置不同的死区时间；它利用了开关变压器漏感和功率管输出端结电容及开关变压器原、副边之间的寄生电容来产生谐振，并实现零电压开通；它错开了功率器件大电流与高电压同时出现的硬开关状态，抑制感性关断电压尖峰和容性开通时管温过高，减少了开关损耗与干扰。

3 开关变压器设计
开关变压器的技术参数是：输入变换器形式为全桥，输入电压U1=250V~300V，工作频率f=100kHz，输出功率P2=1kW，全波整流，初次级变比n=N1/N2=4，脉宽td=4μs，工作比α=0.4，要求初级漏感Ls≤4μH，次级分布电容尽量小，变压器温升△t≤30℃。
开关变压器设计的优劣，关键是如何正确选择磁心，如何合理选用导线材料，如何科学布局线圈结构形式。
3.1磁心的选择
(1)变压器计算功率
由于输入是全桥式变换器和输出是全波整流电路，故变压器计算功率Pt=P2×(1/η+)=1000×(1/0.95+)=2460(W)，式中η为变压器效率。
(2)磁心结构常数
变压器所需磁心结构常数Y={(Pt2×α3×Z)/(1.78×Bm2×f2×q)}0.714={(24602×0.43×2.17)/(1.78×0.12×1000002×0.035)} = 0.24(cm5)
式中Z为铜耗因子，Z=1.96×{(234.5+τ2+△τ)/(234.5+τ2)} =2.17，Bm为脉冲磁感应增量(T)，q为单位散热表面功耗(W/cm2)。
(3)初选磁心
因电路对变压器有较小的漏感和分布电容值要求，故磁心结构常数Y值需适当加大些。变压器工作频率为100kHz，且要求温升低，因此需选用低损耗的软磁铁氧体磁心。经综合比较，初选TDK铁氧体磁心EC70规格，则实际磁心结构常数YC=(Ae2+Sw+Km)/Lm=(2.112+5.4+0.1)/8.3=0.29(cm5)，YC>Y。式中Ae为磁心有效截面积(cm2)，Sw为磁心窗口面积(cm2)，Km为铜线占空系数，Lm为线圈平均匝长(cm)。
3.2导线材料的选用
(1)确定初级次级有效电流
a.输入电压幅值 UP1@Uin min=250(V)
b.次级电压幅值 UP2= UP1/n = 250/4 = 62.5(V)
c.次级峰值电流IP2=I02=P2/UP2=1000/62.5=16(A)
d.次级电流有效值I2=×IP2/2=×16/2=10.73
e.初级峰值电流IP1=IP2/n=16/4=4(A)
f.初级电流有效值I1=×IP1=×4=3.58(A)
（2）趋肤效应
当导线中通过交流电时，因导线内部和边缘部分所交链的磁通量不同，导致导线表面上的电流产生不均匀分布，相当于导线截面减少，这就是趋肤效应。所以开关变压器在设计选择电流密度和导线材料时，必须考虑高频趋肤效应引起的有效截面积的减小，其值用穿透深度来表示的，即应遵循导线直径小于两倍穿透深度的原则，当导线要求的线径大于由穿透深度决定的最大有效直径时，应采用小直径的导线并绕或多股导线。穿透深度△=66.1/=66.1/ =0.21(mm)
(3)确定导线规格
根据计算的导线穿透深度值和为了减少开关变压器匝间、层间的分布电容需要，初级和次级的导线宜选用多股高频绕组线。初级选用Φ0.07×149根两股并联，导线截面积Sm1=1.146mm2。次级选用Φ0.2×49根两股并联，导线截面积Sm2=3mm2。
则：初级电流密度 J1=I1/Sm1=3.58/1.146=3.12(A/mm2)
次级电流密度 J2=I2/Sm2=10.73/3=3.58(A/ mm2)
3.3线圈的结构形式
(1)初次级绕组匝数
N1=104(UP1×α)/(2×Bm×f×Ae)=(300×0.4×104)/(2×0.1×100000×2.11)=28(匝)
N2=N1/n=28/4=7(匝)
(2)电路图选择
变压器漏感是由于初次级绕组之间，匝与匝之间磁通没有完全耦合造成的，为了减少漏感，采用初次级绕组交替分层绕制的线圈结构，取线圈漏磁势组M=2比较合适，即次级绕组夹在两个并联的初级绕组中间的电路形式，见图2。

(3)绕组排列
根据图2电路图，线圈进行合理排列，为了减少次级分布电容，将等同的两个次级绕组分绕在骨架左右两段，见图3。

初级绕线宽度=窗口高度-骨架挡板厚度×2-绕线端空×2=44-1×2-1.5×2=39(mm)。初级每层可绕匝数=39/(1.3×1.05)=28(匝)，初级共需层数=28/28=1(层)，即初级绕在骨架底层和外层均各一层。
次级绕线宽度=1/2窗口高度-骨架挡板厚度-绕线端空×2=1/2×(44)-1-2×2=17(mm)。次级每层可绕匝数=17/{(1.9×2)×1.05}=4(匝)，次级共需层数=7/4=2(层)。
这里特别要提醒的是两个等同的次级绕组绕向问题，因为左边的次级绕组，其引出线"3"为起端，引出线“4”为末端，为了使右边的次级绕组引出线“4”与左边的次级绕组引出线“4”在同一层面引出，故右边的次级绕组在绕制时需要倒个方向，这样，实际绕制时，引出线“5”为起端，引出线“4”为末端。
(4)线圈结构参数
初级绕组厚度=1.3×2×1.15=3(mm)，
次级绕组厚度=(1.9×2×1.15)+ 0.12=4.5(mm)
线圈总厚度=1+(3×0.17×2)+ 4.5+(0.17×2)+3+(0.12×3)=12.54(mm)，小于铁心窗口宽度。
初级绕组平均匝长Lm1=π{(17+1+3)+(17+12.18)}/2=79(mm)
初级绕组长度L1=79×28×10-3=2.212(m)
次级绕组平均匝长Lm2=π(17+1+3.4+0.34+4.5)=83(mm)
次级绕组长度L2=83×7×10-3=0.58(m)
3.4分布参数
开关变压器传递的是高频脉冲方波电压，在瞬变过程中，漏感和分布电容会引起浪涌电流和尖峰电压及脉冲顶部振荡，造成损耗增加，严重时会使开关管损坏，并使脉冲波形发生畸变，因此应加以控制。
对壳式结构线圈（单线包），其漏感
Ls =1.26×ρs×N12×Lm{d0+(dⅠ+dⅡ)/3}×10-8/M2×hm
=1.26×0.976×282×8.3{0.034×2+(0.3×2+0.45)/3}×10-8/22×2.8
=0.000003(H)=3μH
式中：M为漏磁势组数，Lm为初级绕组平均匝长(cm)，hm为初次级绕组平均高度(cm)，d0为初次级绕组间绝缘厚度(cm)，dⅠ为初级绕组厚度(cm)，dⅡ为次级绕组厚度(cm)，ρs为漏感修正系数，ρs= 1-(δ0+δⅠ+δⅡ)/πMhm + 0.35×{(δ0+δⅠ+δⅡ)/πMhm }2

4 试验结果
(1)初级漏感测试
用LRC电桥，当f设在1kHz时，测开关变压器初级漏感L/s为3.6μH。
(2)考机试验
本开关变压器装入100kHz，1kW移相控制全桥零电压开关PWM变换器中，经8小时考机试验，当输入整流直流电压为280V，电流为3.24A时，整个电源效率为91.3%，从空载到满载负载调整率为6‰，按±10%电网范围电压稳定度为0.1‰，实测变压器温升约24℃，其初级电流波形和次级电压波形均较理想，见图4。

5 结束语
从上述实验结果看，开关变压器各项技术参数均能满足100kHz，1kW移相控制全桥零电压开关PWM变换器所有技术指标要求，这说明开关变压器设计是合理的，也是成功的。随着开关电源技术不断向高频化、轻量化的方向发展，对开关变压器技术指标的要求也越来越高、越来越严格，这就需要在今后设计工作中不断研究、不断探索、不断实践，特别是与变换器电路设计人员一道，需要更密切合作，齐心努力，共同突破。

参考文献
[1] 电子变压器专业委员会编，电子变压器手册，辽宁科
学技术出版社
[2] 郑槐，徐守伟，移相控制全桥ZVS﹣PWM变换器及其
控制电路的分析与设计，现代电子，1999，（3）40～45
[3] 刘胜利，现代高频开关电源实用技术，电子工业出版社