功率电子器件组成的配电变压器 A power electronic-based distribution transformer 1引言 配电变压器是配电系统的基本部件，价格相对较贵，可靠性高，效率适当。但是，它们具有一些所不希望的性质，包括对谐波敏感，带负载时有压降，需要对系统解裂和过载进行保护，防止系统受变压器内部或外部出现的问题和环境的影响，包括变压器油以及变压器在直流偏移负载下性能不平衡。随着供电质量越来越受到关注，这些缺点变得越来越重要。本文介绍功率电子器件组成的变压器结构，它对谐波不敏感，可以防止用户端引起的谐波传入电子系统，保证系统谐波传给用户端，完成输入功率因数校正，具有调零特性，防止用户失误而影响配电系统，可供给有直流补偿的负载，还有它无需使用变压器油或其它液体电介质。一台10kVA，7.2kV到240/120V的配电变压器设计中，已经使用了这种结构。用计算机模拟计算出设计的性能，并且已在硬件中得到了验证。尽管这样的设计比传统配电变压器昂贵得多，而且目前的效率也很低，但是随着开关半导体成本下降和性能提高，这种功率电子器件组成的配电变压器，在提高容量方面将会比传统变压器要便宜一些。 2背景 “固态变压器”的概念已经讨论过一段时间了。大约20年前，有人提出一种电力电子变压器，如图1所示，它包含了一个交流变交流降压变换器来降低输入电压。随后在1995年研制成一个工作原型，不过其工作功率和初级电压水平低于公用配电设备的相应数值。 交流变交流降压变换器可能是最直接的单相交流功率变换方法。这种结构中，开关S1和S2 是双向的。导通开关就允许它流过任意方向的电流。反之，关断它就可以阻断任何极性的电压。图1中，两个串联的器件，标明为实现要求的额定电压所需的一定数量的半导体器件，所需的器件数量应该是电压等级和半导体类型的函数。 双向开关 S1和 S2 在相对于电压和电流波形基波分量的高频上交替地导通。在这种情况下，可列出： （1） 式中d为占空比，即开关导通的时间与开关周期的比值，“~”表示基波分量。 尽管这是一种最直截了当的交流变交流功率变换方法，但在某些方面还存在问题。首先，每个开关都必须能阻断全部初级电压，而且还能导通全部次级电流。阻断电压和峰值电流都很大的事实说明设计的成本会很高。简便的验证它的方法就是利用一种应力因数。在将交流变交流降压变换器用于7200V初级配电线的情况下，应力因数会很高，约在120（每1VA输出功率所需的半导体器件VA数）范围内。用多级结构完成功率变换可以使缺点部分缓解，尽管这样做使设计变复杂。 这种方法的另外一些缺点包括：要用串联装置（经常很难控制），缺少磁隔离，不能校正负载功率因数，也不能阻止负载谐波进入初级电压系统。从这些缺点总起来看，交流变交流降压变换器不能实际用于配电变压器设备中。 近来提出了另一种大功率交流变交流变换的尝试，其拓扑结构如图2所示。输入交流波形用一电力电子变换器调制成高频方波，并通过一个小的高频变压器。另一个变换器与高压边同步，只是在一个较低的电压下将其解调。这种方案的好处是能减小变压器的尺寸和重量，而且应力因数也较合理，不过它并不能提供良好的控制或功率因数改善。 3新提出的拓扑结构 图3给出了新提出的变压器设计的方块图。如图所示，分为三部分：一层输入级、一层隔离级和一层输出级。而且，输入级和隔离级本身又分成若干个输入模块和隔离模块。 输入级中，初级电压平均分布在各模块上。每个模块的电压都由一个功率因数为1的整流器进行整流。每个隔离级模块从输入的直流产生一高频方波，进行变压变换并隔离，再经整流输出。双极性直流输出并联供给输出级。这种串联到并联的接法供应了大部分降压的模块。 输出是将得到的双极性低压直流变换成带中心抽头接地的单相交流。 三级拓扑结构有许多令人感兴趣的特点。（1）它避免使用串联的半导体器件，因为单个模块上的电压降低到不需若干个器件串联的电压值。（2）由于三级拓扑和每一级特具的容量，其总应力因数远远低于交流变交流斩波器的应力因数。其是输入级器件承受高电压小电流，而输出级器件承受低压大电流。对7200V变压器，其典型的应力因数值是17.5，约为一个相似的交流变交流降压变换器应力因数的15%。（3）输入级模块的多元性可达到一个有效开关频率，是实际开关频率的几倍，结果使输入级的开关损耗几乎变得不那么重要。同样，隔离级的频率以及占空比都可以改变，而使本级的随负载的变化的损耗变得最小。（4）与一些固态变压器设计不同，可实现初级和次级间的磁隔离。（5）尽管本设计采用低压直流母线条，有了它，可增加储能，提高电力电子变压器的通过容量。（6）事实证明可以把单相电源设计，作为三相电源设计的通用设计方法。 这种固态变压器与传统配电变压器相比，其优点在于不论输入电源的质量或输出电流波形如何，输出电压总是正弦。这是由于输出级的控制有效抑制输出电压谐波。相应的，不管输出电流波形如何，加入合适的输入级控制，可以使输出电流为正弦且功率因数为1。还有，对输出级和输入级限流，来阻止通过变压器传过来的次级故障。 对输入电压为7.2KV，输出电压为240/120V(美国公共配电系统初次级电压的典型值）的简单设计，只用12个输入/隔离模块。每对输入和隔离模块的直流接线都设计工作在1000V下，每个隔离级的输出设定为550V。在这里，设计对每一级都分别加以考虑。 3.1输入级设计 每个输入级模块都包含一个功率因数为1的交流整流器，如图4所示。通过控制升压变换器部分内的有源开关，进入整流器的电流被整形为正弦波，其输出电压可以调节。图5画出输入级控制系统的略图。 电压调节器中，输出直流电压与要求的电压水平比较，形成输入电流幅度指令值（imag），传送给电流指令合成器。与这个过程并行，电压监测器分离出输入电压基波分量的波形。有三个信号与电压监测器有关：其一是估计的瞬时波形值vr，作为输入电压基波分量的绝对值；其二是vr的时间导数的一个估计值，用pvr表示，第三是 在一个周期内的峰值vrpk。 电流指令合成器利用vr、pvr和imag 形成瞬时电流指令i*和该指令的时间导数估计值pi*。电流指令及其导数计算如下： 电流指令值i*，其时间导数pi和vr是占空比合成器的输入，合成器形成占空比指令，控制每个模块处于“导通”状态的时间相对比例，以确保整流器电流等于指令规定的电流。 输入级的一个特征是输入级模块的开关是交错配置的，所以有效开关频率应是实际开关频率的N倍。N为级内的模块数。这样配置的结果，使输入级的开关损耗最小。每个模块输入处的压敏电阻还起电压分压器的功能。它们只有在可能发生的极不平衡过程（例如启动过程）中才起作用。 3.2隔离级设计 直流从每个输入模块送给隔离级模块的一个全桥变换器中，如图6所示。变换器产生一个高频方波信号给小型空冷变压器，将电压大约降为原电压的一半，同时提供所需的绝缘隔离。高频变压器的次级（带有中心抽头）整流后形成一个双极性直流电源。一系列隔离级的并联，在无大的变压器匝比情况下，提供降压模块的电源。 隔离级变换器控制分成两部分，如图7所示。首先，占空比控制调节方波电压vp的占空比，以便于达到所需的输出电压vdout。第二，开关频率控制使频率作为负载的一个函数平滑的变化，而使隔离级的效率优化。 控制的弱点在于：既然隔离级控制是基于调节vdout的，那么各个直流电压就不能被调节。不过，通过选择合适的电压设定点，可以允许个体尾部电压的极不平衡（如果输出级供给一个120V半波整流器，就可能会出现这种情况），而且没有不利影响。 3.3输出级设计 来自隔离级模块的并联的双极直流，送给一单模块输出级，如图8。可以看到，输出级由两半组成，分别提供vout+和vout- 。两半变换器及其控制独立工作。地线或中心抽头取自隔离模块的中点，并用在控制系统中作为每一半输出的地线。 输出级用负载电流前馈、比例电压误差反馈算法来控制，如图9（每一半输出独立控制）。图中，“x”可用“out+”或“out-”代替。尽管只用比例反馈，但是有负载电流前馈补偿，使电压波形中的误差最小。同时电流指令也限制过流。这种算法的最终输出，是电流指令i*x成为回环电流控制。回环水平为h安培的电流控制，迫使实际电流非常接近于指令规定值。用波形发生器来合成指令电压输出v*x，而且为了与输入电压同步而将它锁相。 4性能仿真 为了评估功率电子器件组成的变压器或固态变压器（SST）性能，对设计进行了仿真，预测变压器的稳态和暂态特性。仿真语言是ACSL，是一种通用的状态变量的仿真软件。仿真中包含所有开关和二极管以及无源器件。得出的模型为一个103阶的系统。表1给出主要参数的数值和说明。 图10绘出两个输出相接R-L负载在额定功率及功率因数为0.8（滞后）时，在额定输入电压下的稳态输出电压和电流。由于回环开关，电压波形上载有小纹波，由于是负载电感，负载电流几乎是个完美的正弦波。由于选择的控制类型，图中可看出一定范围的高次谐波。可以设定较小的回环宽度来降低电压纹波，这样就要用更高的回环开关频率，将会产生更高的开关损耗为代价。 图11详细画出相同条件下的输入电压和电流。尽管输出电流明显滞后于电压，输入电流却大体上与电压同相。稳态仿真证明，无论负载功率因数多大，功率电子器件组成的变压器的输入电流是正弦，与输入电压同相。输入电流波形有一些可以看得见的开关噪声，是选择波形定型拓扑的结果，不过所有的频率分量都远高于基波。 图12画出负载分步变动期间系统的性能。最初，负载吸入25％的额定电流，在t = 0.5s时，负载加倍。从图中可见输出电压基本上未受影响。 图13和图14画出输出故障期间变压器的性能。本研究中，系统稳态时供给一个平衡负载。两半次级上都出现故障，0.15秒后故障被清除。为方便起见，故障用一个非常低的电阻来表示。如图13，输出级控制有效地将故障电流（较低的轨迹线），限制在半导体器件可忍受的电流水平上。相应的输入轨迹线如图14。说明故障发生时输入电流和功率都很小。流入的电流提供低阻抗故障消耗的功率和系统的损耗功率。初级没有浪涌电流，而这是传统配电变压器的一种典型故障，因此送电电压不受故障的影响。需要用新的保护算法来识别和隔离故障。 关于设计的效率，仿真研究表明输入级的效率应该很高（99％），输入级效率随功率大小变化不大。隔离级效率较低一些，在负载时效率为97％，满载时效率为98％。输出级效率最低，满载时约大于96％。固态变压器的总效率可能会超过90％。为了提高固态变压器效率，可以用软开关技术来降低隔离级和输出级的开关损耗。用新型高压碳化硅（SiC）肖特基二极管也能大幅度地减小开关损耗。 初始设计和原型设定为10kVA，选择通用的拓扑，就可以将设计扩展到单相配电变压器的整个额定范围。为了获得更高的电压，就必须用更多的输入级模块（或更高电压的半导体器件）。为了获得更大的容量，就要在相同的拓扑内使用更大的器件。最后，尤其是在输出级中，并联器件是必要的。直到实现更高的效率，才不需要在更高额定值下附加冷却措施。随着容量的增大，系统总效率将上升，因为控制和其他额外消耗的功率会随着输入功率增加而变小。 5测量性能 图15是证明固态变压器系统而制造的原型样机。为了便于设计改动和测量，布线图是铺开的。变压器由1/2额定电压的单元集成而成。电磁干扰（EMI）高使样机不能工作在满电压下，尽管所有元件都在高电磁干扰水平上独立测试过。 图16画出原型的样机在1/2额定电压、0.4负载功率（相对值）和功率因数为0.89条件下的输出波形。输出波形与仿真预测波形相似，电压和电流波形上都明显地存在由输出级变换器的开关而引起的小纹波。 图17画出输入电压和电流。输入电流尤其是电压要比由仿真预测的波形包含更多的纹波。这是实验装置中，变压器由与额定阻抗相比非常高的阻抗电源供电，由一个包含很大漏感的调压变压器、一个升压变压器和串联电阻器组成。只要样机能达到满工作电压，这些设备就可以从实验过程中去掉。 虽然存在噪声，但输入电压和电流轨迹，仍表明从输出端看到的功率因数并不代表输入端功率因数，而且电流波形（在这种情况下，大约地）是正弦。电流波形中的低频纹波，一部分是高阻抗电源压降的结果，一部分也是由于实验装置中存在的电磁干扰导致的转换误差造成的。这些问题都是原型样机制作造成的。所有这些问题已在第二代样机中得到了解决。 尽管有这些困难，对样机进行的突然加载或卸载的实验表明：功率电子变压器能够消除诸如电压突降和颤动的有害结果。图18画出在1/2额定电压和功率因数为1的情况下负载突然从25%增大到50%时样机的输出波形。两次实验的输出电压波形看不出什么变化。这种减轻颤动和其它突加负载的副作用的能力，只受电流调制器追踪快速变化的电流指令能力的限制。总的来说，快速跟综能力很好，所以电压控制响应也很好。 在不平衡负载的条件下继续测试样机，吸入50%额定电流，功率因数为0.8的大负载配置在输出的正端（端点到中点），而另一端只带一很小的负载（小于1%）。图19画出在这种负载下的输出电压和电流。可以看到，尽管极不平衡，但正负引出线上的电压相等。 输入电压和电流基本上不受输出不平衡的影响，这得益于两个中间直流母线条和隔离级控制。实验也证实了样机在带有极大直流分支的负载下表现得很好，就像在半波整流器中所遇到的那样。 6结论和未来的工作 详细的仿真和一台原型样机的工作证实，功率电子变压器能提供当前的配电变压器难以获得且令人满意的特性。这些特性包括自保护、输入和输出功率质量优良、功率因数校正以及省去作为电介质和冷却剂的油。现在正在进行第二代抗电磁干扰的设计结构。印刷电路板布线的改进和绝大多数原先设计的模拟控制电路的更新将会有明显的提高。未来有趣的问题包括：对提高效率方法的研究（特别是输出级适用技术）。随着设计的成熟，开始关注负载的高带宽恒功率特性，在直流系统中功率电子器件组成的交流系统中，是否会出现负阻抗而引起的不稳定。经常用空间技术仔细研究这些类型的不稳定问题。如果确实证明有疑问，要采用新的技术来消除这种不稳定。