1引言 高频开关是实现开关电源小型化的关键元件。而要实现高频开关则必须克服高频功率损耗：首先是尽量减小开关在换向期间因电流和电压叠加引起的功率损耗；其功是抑制开关转换时的浪涌电压和浪涌电流，以减小因为开关管和二极管寄生电容的充放电引起的功率损耗。研究认为，谐振型变换器是最有潜力达到以上要求的。然而，谐振型变换器也有缺点，例如①输出功率难以调整；②开关时会产生过电压或过电流。研究发现，零电压开关（Zero-Voltage Switch——ZVS）谐振/PWM变换器可以解决输出调整问题。ZVS谐振/PWM变换器是通过将流经电感器的电流整形成三角波形来实现零电压开关的。在研究电感换向方法中，电压应力得以抑制，开关损耗得到降低，电源输出通过PWM方法得以调整。但是，由于这种方法是用三角波形电流流经开关来实现零电压开关的，所以会导致传导损耗与开头的电流应力的增加。为了解决这些问题，本文研究了以饱和电感换向代替线性电感换向实现PWM变换器零电压开关的方法。在这种方法中，一个小的饱电感被用于零电压开关中，电感饱和和条件由以下两个因素获得：一是使用含有饱和磁心的PWM控制器；二是使用一个饱和变压器构成电流反馈，在不增加传导损耗的情况下，减少开关损耗和开关浪涌电流与电压。使用这种方法，可以在1MHz的开关频率上，设计效率高达90%以上的DC-DC变换器。同时电感换向变换器所用的滤波器的设计，比其它类型的ZVS PWM变换器的设计较为容易些。 2线性电感换向技术的评估 图1是用线性电感换向的反向ZVS PWM变换器的基本电路。图中用作换向的线性电感LC接在开关FET2的两端，以实现零电压开关。串联电容CC用作隔离流经LC的直流分量。开关FET1和FET2轮流导通。当两个开关都截止时，存在着一个被称为“死期”的暂短间隔时间，这对于实现零电压开关是必须的。图2画出了A点电压Ea的理想波形；A点流出电流Ia，流经电感Lc的电流IL。假设负载电流IO为常数。 从基尔荷夫电流定理，得到： Ia=IL+IO （1） 在图2中，T1是FET1的导通时间，T2是FET2的导通时间。TC1和TC2表示换向时间。从图中可见，开关的“死期”时间比换向时间长得多。 假定换向时间间隔与开关导通时间T比较是非常短的。在稳态条件下，电容器CC两端有一个固定电压DEi，其中D（=T1/T2）是变换器的工作比。 在T1时间间隔内，FET1导通，A点的电压Ea等于输入电压Ei，流过电感Lc的电流IL线性地增加。 在T2时间间隔内，FET2导通，A点的电压Ea被钳制在O上，流过电感Lc的电流IL线性下降。 稳态时，正向峰值电流IL等于它的负向峰值。电流IL的峰值ILmax作为D的函数由下式推导： （2） 图3是图1变换器的等效电路，这是换向间隔时间内的等效电路。Cds是FET开关的漏源电容，并被假定为常数。此外，已经知道换向时间是非常暂短的，以至在这段时间内的电流IL可以保持常量ILmax。Ia在Ic1时间内等于ILmax+Io，在TC2时间内等于ILmax-Io。 在TC1时间的初段，FET1于FET2截止的状态下被关断，FET1的漏源电容被电流ILmax+IO充电，同时，FET1的漏源电容被ILmax-IO的同样电流放电，见图3所示。A点的电压Ea降低，其值为： （3） 在TC2时间的初期，FET2于FET1截止的状态下被关断，FET1的漏源电容被电流（ILmax-IO）放电，同时，FET2的漏源电容被（ILmax+IO）的同样电流充电，如图3所示。E0上升，由下式表示： （4） 由（3）（4）式可以发现，在FETS关断之后，电压Ea逐渐变化，如图2所示。两个开关FETS都是零电压关断，这就降低了关断时的浪涌和损耗。可以从（3）（4）式求得下列方程表示的换向时间TC1和TC2： （5） （6） 如果开关FET2在TC1时段结束后接通，则FET2是零电压接通，因为A点电压Ea被钳制在输入电压Ei上，也就是跨过FET1两端的电压等于O。为此，开关的浪涌和损耗在接通时也降低了。 为了确保零电压开关，电流Ia应该是负值，以便于对FET1的漏源电容放电，同时在TC2期间对FET2的漏源电容充电。因此，ILmax要比图2中所见的Io大。由公式（1），可以得到零电压开关的下列条件： （7） 由此可见电压应力得到了抑制，PWM方法可以用来调整电路的输出。但是，因为要有大的三角波形的交流电流流经电感器和开关以此满足公式（7）的零电压开关条件，故开关的导通损耗和电流应力将会增加。为了解决这个问题，提出了使用一个饱和电感取代该线性电感方法。 3可饱和电感换向研究 为了解决大的三角波交流电流流经线性电感和开关造成导通损耗和电流应力增加的缺点，同时为满足公式（7）的零电压开关条件，人们研究用脉冲电流取代三角波电流，使用一个可饱和电感取代线性电感完成这种功能。其基本电路见图4，图中SR是作为换向的可饱和电感。图5画出的是它们的理想波形。在稳态时，出现在电容CC两端的即是固定电压DEi。D=T1/T2是其工作比。 在FET1导通，FET2截止的时间T1期间，电压（1-D）Ei加于SR上，SR的磁通上升。如果这个上升的磁通恰好在T1结束之前达到饱和值，则有一个饱和电流流经SR，如图5所示。此 期间，电流ILmax+Io对FET1的漏源电容充电，同时又对FET2的漏源电容放电。A点的电压呈线性下降。 在FET1截止，FET2导通的时间T2期间，电压DEi反向加于SR上，SR磁通下降。如果该磁通刚好在T2结束之前达到负向的饱和值，则有一个饱和电流反极性流经SR，如图5所示。电流ILmax-IO对于FET1的漏源电容放电，同时又对FET2的漏源电容充电。A点的电压Ea呈线性上升。 可饱和电感的换向时间与线性电感换向时间一样，如果开关的“死期”时间大于换向时间间隔，则零电压开关就能实现。SR的磁通变化量由下式得到： （8） 磁通变化量是工作比D和开关频率f的函数。对于固定频率PWM变换器而言，SR有可能不饱和，或者饱和电流不足以在某些工作比状态下使期换向。 4饱和电感的磁通控制 4.1用饱和电感进行PWM-FM控制 变换器的控制器使用小型饱和磁心，即能在开关换向之前有效地使换向电感饱和。图6是其基本电路。在磁性振动器中，把一个小型饱和铁心SC用作正反馈元件。控制电压EC通过一个电阻加在SC的绕组上，电阻用于限制饱和期间绕组NS中的电流。因为铁心的磁饱和，以及饱和电感和FET的栅源电容之间的谐振，所以振动器就能建立起振荡。 当FET1接通时，电压Ei-Eo加在SC的NS绕组上，电压（1-D）Ei加到SR上。SC和SR的磁通分别上升到下式所示的值： （9） （10） 当SC的磁通ΦSC达到饱和磁通ΦS（SC）时，SC饱和并且饱和电感与FET的栅源电容发生谐振，使得FET1关断，FET2导通，时间间隔T1结束，T2开始。电压EC被加到SC的NS绕组上，DEi被加到SR上，SC和SR的磁通下降为下式所表示的值： （11） （12） 当SC的磁通ΦSC达到饱和磁通ΦS(SC)时，SC重新饱和，并且饱和电感与FETS的栅漏电容产生谐振。 考虑到SC的磁通从ΦS变为-ΦS，时间T1和T2就通过（9）和（10）推导出如下两式： （13） （14） 这个过渡时间——即所谓的“死期”时间，从FET1导通变为FET2导通，或从FET2导通变为FET1导通，是由饱和电感和FET2的栅源电容之间的谐振决定的。所以，“死期”时间建立是容易的。忽略“死期”时间，变换器的频率就能由（13）、（14）两式获得，如下式所示： （15） 由式（15）可见，开关频率随着输入电压和控制电压而改变。输出电压EO如下式所表达： （16） 将（13）和（14）两式代入上式，于是得到： EO=DEi=EC （17） 应该注意到，电压DEi等于控制电压EC。参考（11）、（13）式，如果SC和SR满足下式： ΦS(SC)（-NS）=ΦS(SC)N （18） 则SR在SC饱和的同时也完全地饱和，这就是开关换向。 然而，饱和电流与负截电流无关。必要的是让饱和电流比负载电流大，以使达到零电压开关的状态。 4.2用饱和变压器构成电流反馈以进行固定频率控制 图7画出了用饱和变压器构成电流反馈的变换器的基本电路。它以反馈电流来完成换向，其变换器的频率是固定的，饱和电流与负载电流成正比。设计这种变压器是为了使铁心的磁通变化不超过小的环路。图8是变换器的理想化了的波形。 当负载开路时，变压器中没有电流流过，电容器CC两端的电压等于DEi，ST不饱和。 当负载电流IO流过变压器时，电流IO/n对电容CC 充电，电容器CC两端的电压增大；同时，ST磁通的负向变化比其正向变化量大，这将导致铁心向负方向饱和。饱和电流流过变压器并对电容CC放电，CC两端的压降就降低。在稳定状态时，电容CC的充电等于它的放电，ST在FET2到FET1换向期间处于饱和状态，如图8所示，所以，ILmax基本上与负载电流IO成正比。 在FET2到FET1的换向期间，零电压开关由电流（ILmax-IO）实现。对FET1到FET2的换向，零电压开关则由负载电流IO来实现。当没有负载时，偏置电流维持零电压开关的工作。 如果负载电流反向流过饱和变压器，则ST将会在FET1到FET2的换向中饱和。 如果接入一个附加换向电路，且使用饱和变压器构成逆电流反馈，则从FET1到FET2的换向期间的零电压开关将由电流（ILmax+IO）实现。 5试验结论 以上我们叙述了图1，图6和图7三种变换器的试验结果与比较。可以从下述的波形图中引出结论。 图9显示出常规变换器在f=1MHz，Ei=200V，D=0.5，IO=0A的状态下的波形图。其中，上者是A点电压，下者是流过FET1的电流。显然，在换向期间，有浪涌电流流过开关，并且开关的两端有浪涌电压。当负载开路时，有8W的功率损耗。 图10示出了这种变换器在图9显示的同样条件下，用线性电感换向的波形图。其中上者为A点电压，中间为流过FET1的电流，下者为流过换向电感的电流。由图可见，浪涌电流和浪涌电压都得到了较好的抑制，但有一个无功的大三角波电流流过开关，需要用一较粗的导线绕制换向电感，其功率损耗可被降到0.5W。 图11显示在图9所给定的同样条件下，饱和电感在变换器中用作换向电感时的波形图。其中上者是A点电压，中间是流过FET1的电流，下面的是流过饱和电感的电流，在图11中可见到，浪涌电流和浪涌电压得到较好的抑制，流过开关的无功功率非常小。因为铁心有损耗，1w的功率会被耗散掉。 图12表示变换器在IO=1A（100w）时，用饱和变压器构成的电流反馈来换向的波形图。其中上者是A点的电压波形，中间是流过FET1的电流，下面的是饱和变压器的电流。正如图12所示，浪涌电流和流涌电压得到了较好抑制，流过开关的无功电流很小。图13所示为变压器的效率。其中曲线之一表示无换向电路时的效率，另一曲线表示采用饱和变压器时的变换器效率。采用饱和变压器换向后，变换器效率得到很大改善。但通过与带线性电感的变换器的效率比较，可知带饱和变压器的变换器的效率会因为其铁心损耗而有所降低。但是，因为变压器的无功电流非常小，所以可以小型化。用作试验的铁心之技术数据列于表1。该铁心由钴基非晶带料卷绕，铁心没有显著的温升。 6饱和电感在其它变换器中的应用 饱和电感或者饱和变压器构成电流反馈来换向实现零电压开关的原理可应用到任何一种PWM变换器中。图14列举了应用电路图。 7小结 PWM变换器中的零电压开关是通过使用饱和电感或饱和变压器构成电流反馈来换向而实现的。其中流过开关的无功电流非常小。开关中浪涌电流和浪涌电压得到了良好的抑制，开关损耗获得较大下降。电流和电压的应力与常规PWM变换器一样有相同的等级。输出的电压的调整可用PWM方法实现。这种零电压开关可以应用到任何一种PWM变换器中。 主要参考资料：IEEE PESC’96 Record