无接触的电能传输系统探讨
2004-09-29 15:08:44
来源：国际电子变压器2004年10月刊
1引言
我们可以利用变压器把电能加到负载上，同时进行电流的隔离。只要变压器的初级绕组和次级绕组是分隔绕置的磁心上，如图1（a）所示，那么，电源与负载单元之间的“联系”就可以不经物理连接而进行能量耦合传送。
如图1（a）所示形式的变压器，可以用我们大家所熟悉的如图1（b）所示的电源和负载表示的变压器电路模型来等效。其磁路中大的空气隙使变压器降低了磁感Lm和增加了漏感L11和L12。磁化电流将很大，从而造成很大的初级绕组损耗，而且输出电压对负载很敏感，因此电压调节性能差。这种变压器的效率也很低，虽然空气隙的高磁阻会引起低的磁通密度，但其磁通量的泄漏很大。此外，还有很大可能与电磁兼容性（EMC）和安全调控不相符合。
虽然如此，以变压器作为功率耦合器件仍是人们普遍接受的，吸引力很大，如煤炭采掘企业。在发射机和接收机之间存在着或者可能发生相对运动的场所（如为机器人、电气机车、飞行器等)供电，以接触式为基础的技术（转动/滑动碳刷/金属接触/拖曳引线）之缺陷明显。即使在没有相对运动，环境条件较好的情况下（如电动车辆的充电）并不存在实际的电连接时，从可靠性与安全性的角度考虑，无接触连接也是有明显优点的。在那些更为恶劣的环境如水下电气车辆中，似乎还没有什么更优的实际办法能够代替这种以变压器为基础的传送电能系统。
不过我们应该注意到，上述所有的供电方式，虽然在拓朴结构上很有理论根据，但变压器耦合传送能量有时是不稳定的，尤其是在EMC方面达到较佳的一致性也是有困难的。
假如以有气隙磁心的变压器用作功率耦合，那么必须克服高磁化电流的影响，同时要提高效率，提高电压传输的稳定性，降低外部的漏磁。在无接触能量传输系统（CETS）中，电子电路的设计应使变压器的输出电压尽量稳定，而且有高的效率。高的磁化电流是允许的，因为可以在电路设计的其他方面来改善效率，而降低外部漏磁也可以通过仔细设计磁心的结构和精心制造来达到目的。
2无接触电能传输系统的基本概念
图2画出了一种无接触电能传输系统的基本结构。它用交流电源工作，是由一个输入整流器，一个可变频率变换器，一个带有谐振次级电路的磁耦合器件和一个输出整流器、贮存电容器所组成，提供一个得到了隔离的直流输出。对其它电路如功率因数等于1的输入级或输出调压器也可提供这种输出，但它们并不是无接触电能传输系统的组成部件。在某一些应用中，可以通过改进无接触电能传输系统而不是添加额外的电路增加所需要的功能。
在图2所示的无接电能传输系统的结构中，来自主电源的输入经过整流成为电压源可变频方波变换器提供直流电源，并馈送给磁耦合器件的初级绕组。这个耦合器件的次级绕组过一串联电容器馈送给输出桥式整流器。输出整流器的直流则连到贮存电容器馈送到负载，需要时则可以把另外加的滤波器或调压器包括进去。
在图2中，磁耦合的漏感和次级侧的串联电容器Cc，形成一串联调谐电路。如果变换器工作于该电路的谐振频率，那么在基频上，耦合器件的漏感将降为零，并得到良好的输出电压调整率。如果耦合器件的初级和次级部分的相对位置发生变化，则其漏感将会改变，因此谐振频率也将改变。为了保持良好的电压调整率，变换器的频率必须准确地跟踪次级电路的谐振频率。
仔细地研究耦合器件两个部分的具体形式，可以把外部的泄漏磁场降低到可被接受的水平。这将在以下讨论。
3无接触电能传输系统的功率电路
无接触电能传输系统的功率电路采用了低损耗零电压开关（ZVS）半桥或全桥集成电路无件布局技术，其中包括功率MOSFET开关器件。采用ZVS可以减小开关损耗，降低高频辐射干扰。图3画出了这类基本的半桥功率电路图。 如果图中MOSFET的M1是导通的，而且C1和C2之中点处的电压VM是电源电压的一半，那么M1中电流就有两个分量：即一个是线性增长的磁化电流分量，另一个则是从次级谐振电路耦合的近似正弦分量，它将嵌入高频电路。如果M1是关断的，则电流流入变压器绕组T2A，那么其输出电容可用作关闭电路缓冲器，使M1中的电流降到近乎零，同时在M1上只呈现小的电压。一旦M1处于截止状态，也就是说在两个MOSFET的非线性输出电容器和变压器T2之间将产生振荡。如T2的磁感和漏感内贮有足够的能量，则MOSFET中M2上的电压将以无损耗方式整流为-0.7V，而且其内部二极管将导通。若M2随后进入导通状态，其开通转换时基本上是不产生损耗的。M2一旦导通，T2中的电流将反转，无损耗转接可以从M2把电流回传给M1的办法来重复。为了实现零电压开关（ZVS），工作频率、门驱动和器件选择对于变压器的性能来说必须做到最优化。
3.1线绕元件
门驱动器和电流检测变压器应当有低的漏感，并且因为工作频率高，铁氧体磁心的磁通密度应当低。如philips公司的3c80铁氧体，可以在大约50mT和100KHz上工作。但在频率增加到250KHz时，其磁通密度可能降至约20mT。
耦合器件即输出变压器的设计必须进行折衷考虑。为了确保MOSFET功率开关的ZVS，磁化电流必须比较大，但同时初级磁通密度必须足够低，以防止初级的铁心部分过热。在实验中使用的输出变压器的磁心是采用Siemens公司的N27铁氧体。
3.2耦合器件的设计步聚
a.根据变压器的具体要求选择磁心结构，而绕组布置应是将次级绕置在初级之上，以减少外部磁通的泄漏。铁心的重迭部分应尽可能地大，以获得良好的耦合。图4表示一种可能的结构，其磁心的横截面积是固定的，铁心间隔为d。工作时，两个铁心的总磁路长度为L，绕组可置于点A和点B处。距离X和A处，绕组的宽度应使该绕组产生的边缘效应最小。计算磁通密度是比较简单的，但确定磁感应因子A却是比较困难的，因为边缘磁场的影响很大。图4所示铁心的感应因子决定于空气隙，其近似值为：
(1)
实际上所得到的Ae因子值经常大约是这个计算值的3倍。人们注意到这种类型的铁心结构的边缘效应特别强。因此，如果实际工作需要，可以用无限单元分析法对所提出的铁心结构作精确的验证。
b.计算初级匝数，使磁化电流等于以初级电路为基准的满载电流。一般情况下，未耦合初级的磁感大约是已耦合初级磁感的一半。
c.用下式计算初级电路的平均磁通密度：
(2)
式中，VD为直流电原电压的1/2；f是振荡频率；N1是初级绕组匝数；Ae1是初级铁心的截面积。同时可以看出，式（2）是根据一般变压器设计方程式在方波激励的状态下（E =4fNφmax）推导得到的。
d.对照铁心材料的性能参数检查初级损耗。检查发现，由N27材料制作的实验耦合变压器在150KHZ的频率和100mT磁通密度状态下工作，其结果是令人满意的。
次级匝数可在假设耦合系数为0.6时算出。次级绕组匝数的算式为：
(3)
式中，N2是次级匝数，V0是输出电压。
e.计算次级磁感，用式（1）求出的Ae-磁感应因子计算。次级的侧漏感一般为次级磁感的1/2。
f.根据次级漏感算出谐振电路的峰值电压。在实际所用的次级电路因子Q的条件下，次级电流是正弦波，因此峰值电压是π/2乘上输出电压即：
(4)
故
(5)
式中，L12是漏感；IO是直流输出电流；ZO是谐振电路的特性阻抗。
如果峰值谐振电压小于或等于输出电压，那么次级磁通密度为：
(6)
式中，Ae2是次级铁心的截面积。
如果因为工作电流大，或因为谐振电路的L/C之比值很高，为此使峰值谐振电压超过了输出电压，则次级磁通密度将增加，磁通密度增大是与谐振电感有关的磁通作用的结果。图5所示为串联谐振输出级电路及其在谐振频率上高电流工作时的典型波形。
在半周稳态谐振工作期间，在该半周开始后的某一时刻t0达到最大磁通密度。对t (7)
当达到最大磁通密度时，dB/dt=0，故
(8)
在低电流工作情况下，VRV0时，式（8）给出了达到最大磁通密度那一点的波形，而且电压从这一点到半周积分，可以算出磁通的变化。举一个有代表性的例子来注释：一个150W的无接触电能传输系统（CETS）提供30V、5A的直流输出。对此电路，Z0=22Ω，ω=754×103，（f=120KHz，T/2=4.17μs），I0=5A，V0=30V，VR=172V。
根据式（8），有tp=1.85μs，因此为求得峰——峰磁通密度的变化，必须从1.85μs积分到（1.85+4.17）μs。为此可得到：
因此，
线圈匝数为15匝、截面积为176mm2的次级铁心组件，其次铁心的最大磁通密度约为88mT。在次级为大电流的情况下，这个耦合器件的次级侧铁心的损耗由于漏感中贮有能量而增大。算出的磁通密度将只适用于和绕组耦合得很好的那部分铁心。
这个结果很重要，因为它表明，次级磁通密度可以通过去掉次级绕组匝数、降低漏感、降低次级峰值电压等办法来减少。绕组匝数的减少也减少了绕组中的邻近效应损耗。绕组的绕制位置应该远离初级铁心的端柱处。试验表明，120KHz时100mT的磁通密度可以用空气对流冷却的N27铁氧体磁心得到。如果必须减少绕组匝数（但会造成初级的磁通密度过量），就必须增大铁心的截面积。
以上是第一遍进行计算设计的步骤方法，为了使耦合器的性能最优化，还必须作修正计算设计。尤其是批量生产的成本要求低，更不能用试验样品的设计方法。
4控制系统
以上介绍的无接触电能传输系统技术，使用了已经过验证的谐振电路技术以克服变压器的低耦合系数和低磁感应特性，然而得到的谐振电路却有着高特性阻抗。耦合器在靠近谐振频率工作则是获得良好的功率传输之基本要求。
由于漏感是变化的，谐振频率将随次级绕组组件相对于初级绕组的移动而变化，而且也将随负载的改变而变化。无接触电能传输系统研制的控制系统使用了相位锁定环路技术，这可使工作频率跟踪上谐振频率，同时充许调谐元件中的容差变化，因此而保证了输出阻抗是恒定的。
如果初级电流的相位（参照初级绕组）与初级驱动电压同相，则谐振条件可以很好地得到满足。系统的工作频率必须加以调整才能满足这一条件。存在着分隔的初级和次级单元的无接触传输系统的设计，意味着次级电流不能直接进行控制，因此，给出次级电流的相位信息的控制信号必须由初级电路发出。
初级电流有磁化电流和次级反馈的参考电流两个分量。由于初级的驱动电压是个方波，所以磁化电流的波形为三角形，其基频分量滞后驱动电压900。初级侧的低磁感产生高的磁化电流。电路谐振时，次级电流将与驱动电压的相位相同，而且是正弦波波形。次级电流的幅值与负载有关，在初级侧，次级参考电流在幅值上将小于磁化电流。故有必要在有较大的正交三角形磁化电流存在的情况下，检测这个参考电流分量的相位，如图6所示。
初级电流的相位（见图6中的φ）是这样测定的；光控制初级电流，然后去除掉磁化电流分量。其实现方法是采用二重微分器和限幅放大器。对三角形磁化电流进行二重积分，产生存在交变极化并与磁化电流拐点同步的若干脉冲，见图6（d）所示。既然以初级为参照的次级电流明显地呈正弦形式，该分量的二重微分便只产生反相与换算。限幅放大器可有效地去除掉磁脉冲分量，产生方波输出（它给出次级电流相位的信息），如图6（i）所示。
实际上，这种信息处理可以由图7所示的电路进行。微分器并不需要有良好的直流性能，而且可以使用成本低的逻辑反相器。已经得到证实，这些器件在频率达200KHz时其性能是可以满足的。适合于这两个微分器电路的集成电容器是用来限制放大器高频增益的。而更为重要的是达到了过阻尼的性能，并且噪声并不引起二次微分的多个零交叉。二次微分的第一个零交叉被用于相位比校器，假的零交叉检测结果将使电路的工作产生差错。
5结果
5.1低功率无接触电能传输系统
实验制作了一个低功率无接触电能传输系统组件，它用一个48V的直流电源工作，能通过可变空气隙把功率加到LED照明系统。次级（负载）单元含有恒流驱动器，共有4行，每行8个LED。标称功率要求是每行15V时15mA。初级与次级的磁心结构由两个相同的U型铁心组成，最小间隔为6mm。馈送给恒流驱动器的直流电压和行电流的变化，如图8所示，是铁心间隔和中心线不重合度的函数。图8（a）则表示了这种铁心的结构，规定了不重合轴。
5.2高功率无接触电能传输系统
实验也制作了一个高功率无接触电能传输系统单元，其在400V直流电源供电时把230V、5KW的输出提供给热负载，而且其总效率大约可达92%，当在2.5KW工作，并通过常用功率因数为1的输入级从240V、50Hz交流电源供电时，其包括输入级在内的总效率降低到大约为83%。
图9描绘了在由交流电源馈电时，传输效率和总功率损耗是这种高功率单元所传输的功率大小（见表1所列的最后一项）的函数。应注意到，图9所示的效率曲线只是对功率传输电路的电磁分量而言的，而驱动电路和控制电路的损耗大约要另外增加20W。初级和次级磁心结构之间的空气隙宽8mm，其相对的耦合面的面积是：初级结构约为900mm2，次级结构约为1600mm2。
表1所列是又一个属于千瓦级应用的无接触式电能传输系统单元的效率和损耗特性，与本单元非常相似。
一个更为恰当的品质因数表示是功率损耗。因为它最终表示了必须从系统中排除出去的热量，为此，功率损耗也在图9中画出。
5.3其它无接触式电能传输系统
同样制作了这类系统的实验单元，可用范围很宽的交流和直流电源工作，其功率电平在几瓦水平。表1给出了这些无接触式电能传输系统单元的有关数据。
6总结
无接触式电能传输系统技术已在多种系统中作了试验。这些系统以不同的输入电源工作并产生不同的输出。这种技术可以用来生产无接触式“插头座”；而这种“插头座”可以用于海上或户外的潮湿条件下，进行快捷简单的功率耦合而不会有电击的危险，也没有因接触腐蚀造成的可靠性问题。无接触式电能传输系统连接器在水下工作时，视所加功率的大小可以是耦合的也可以是非耦合的。
无接触式电能传输系统中没有互连的接触，这就消除了打火的可能。因此，用该系统的密封的初级和次级单元，可以生产出适用于危险工作场所的插头插座组件。这就提供了实用电路可以在危险环境中得以再次供照明等使用的机会。
无接触式电能传输系统可用于将能量耦联到运动着的负载上，例如传送到涡轮机的转子、同步机的无刷激磁机、飞机推进器、直升飞机的转子和滑窗等。电动车辆上的电池也可以用无接触式电能传输系统技术进行充电。在家庭中，厨房设备也可以不用连接器获得电源。
从用电的安全性和卫生角度看，无接触式电能传输系统有着许多优点。
参考文献
1.IEEE trans. Ind. Electron.， Vo1.46， No.1，P23～30.Feb.1999
2.IEEE PESC，94，Vo1.1， P418～423
3.IEEE trans.Magn.， Vo1.32， Pt.2 1996 P5037～5039
如图1（a）所示形式的变压器，可以用我们大家所熟悉的如图1（b）所示的电源和负载表示的变压器电路模型来等效。其磁路中大的空气隙使变压器降低了磁感Lm和增加了漏感L11和L12。磁化电流将很大，从而造成很大的初级绕组损耗，而且输出电压对负载很敏感，因此电压调节性能差。这种变压器的效率也很低，虽然空气隙的高磁阻会引起低的磁通密度，但其磁通量的泄漏很大。此外，还有很大可能与电磁兼容性（EMC）和安全调控不相符合。
虽然如此，以变压器作为功率耦合器件仍是人们普遍接受的，吸引力很大，如煤炭采掘企业。在发射机和接收机之间存在着或者可能发生相对运动的场所（如为机器人、电气机车、飞行器等)供电，以接触式为基础的技术（转动/滑动碳刷/金属接触/拖曳引线）之缺陷明显。即使在没有相对运动，环境条件较好的情况下（如电动车辆的充电）并不存在实际的电连接时，从可靠性与安全性的角度考虑，无接触连接也是有明显优点的。在那些更为恶劣的环境如水下电气车辆中，似乎还没有什么更优的实际办法能够代替这种以变压器为基础的传送电能系统。
不过我们应该注意到，上述所有的供电方式，虽然在拓朴结构上很有理论根据，但变压器耦合传送能量有时是不稳定的，尤其是在EMC方面达到较佳的一致性也是有困难的。
假如以有气隙磁心的变压器用作功率耦合，那么必须克服高磁化电流的影响，同时要提高效率，提高电压传输的稳定性，降低外部的漏磁。在无接触能量传输系统（CETS）中，电子电路的设计应使变压器的输出电压尽量稳定，而且有高的效率。高的磁化电流是允许的，因为可以在电路设计的其他方面来改善效率，而降低外部漏磁也可以通过仔细设计磁心的结构和精心制造来达到目的。
2无接触电能传输系统的基本概念
图2画出了一种无接触电能传输系统的基本结构。它用交流电源工作，是由一个输入整流器，一个可变频率变换器，一个带有谐振次级电路的磁耦合器件和一个输出整流器、贮存电容器所组成，提供一个得到了隔离的直流输出。对其它电路如功率因数等于1的输入级或输出调压器也可提供这种输出，但它们并不是无接触电能传输系统的组成部件。在某一些应用中，可以通过改进无接触电能传输系统而不是添加额外的电路增加所需要的功能。
在图2所示的无接电能传输系统的结构中，来自主电源的输入经过整流成为电压源可变频方波变换器提供直流电源，并馈送给磁耦合器件的初级绕组。这个耦合器件的次级绕组过一串联电容器馈送给输出桥式整流器。输出整流器的直流则连到贮存电容器馈送到负载，需要时则可以把另外加的滤波器或调压器包括进去。
在图2中，磁耦合的漏感和次级侧的串联电容器Cc，形成一串联调谐电路。如果变换器工作于该电路的谐振频率，那么在基频上，耦合器件的漏感将降为零，并得到良好的输出电压调整率。如果耦合器件的初级和次级部分的相对位置发生变化，则其漏感将会改变，因此谐振频率也将改变。为了保持良好的电压调整率，变换器的频率必须准确地跟踪次级电路的谐振频率。
仔细地研究耦合器件两个部分的具体形式，可以把外部的泄漏磁场降低到可被接受的水平。这将在以下讨论。
3无接触电能传输系统的功率电路
无接触电能传输系统的功率电路采用了低损耗零电压开关（ZVS）半桥或全桥集成电路无件布局技术，其中包括功率MOSFET开关器件。采用ZVS可以减小开关损耗，降低高频辐射干扰。图3画出了这类基本的半桥功率电路图。 如果图中MOSFET的M1是导通的，而且C1和C2之中点处的电压VM是电源电压的一半，那么M1中电流就有两个分量：即一个是线性增长的磁化电流分量，另一个则是从次级谐振电路耦合的近似正弦分量，它将嵌入高频电路。如果M1是关断的，则电流流入变压器绕组T2A，那么其输出电容可用作关闭电路缓冲器，使M1中的电流降到近乎零，同时在M1上只呈现小的电压。一旦M1处于截止状态，也就是说在两个MOSFET的非线性输出电容器和变压器T2之间将产生振荡。如T2的磁感和漏感内贮有足够的能量，则MOSFET中M2上的电压将以无损耗方式整流为-0.7V，而且其内部二极管将导通。若M2随后进入导通状态，其开通转换时基本上是不产生损耗的。M2一旦导通，T2中的电流将反转，无损耗转接可以从M2把电流回传给M1的办法来重复。为了实现零电压开关（ZVS），工作频率、门驱动和器件选择对于变压器的性能来说必须做到最优化。
3.1线绕元件
门驱动器和电流检测变压器应当有低的漏感，并且因为工作频率高，铁氧体磁心的磁通密度应当低。如philips公司的3c80铁氧体，可以在大约50mT和100KHz上工作。但在频率增加到250KHz时，其磁通密度可能降至约20mT。
耦合器件即输出变压器的设计必须进行折衷考虑。为了确保MOSFET功率开关的ZVS，磁化电流必须比较大，但同时初级磁通密度必须足够低，以防止初级的铁心部分过热。在实验中使用的输出变压器的磁心是采用Siemens公司的N27铁氧体。
3.2耦合器件的设计步聚
a.根据变压器的具体要求选择磁心结构，而绕组布置应是将次级绕置在初级之上，以减少外部磁通的泄漏。铁心的重迭部分应尽可能地大，以获得良好的耦合。图4表示一种可能的结构，其磁心的横截面积是固定的，铁心间隔为d。工作时，两个铁心的总磁路长度为L，绕组可置于点A和点B处。距离X和A处，绕组的宽度应使该绕组产生的边缘效应最小。计算磁通密度是比较简单的，但确定磁感应因子A却是比较困难的，因为边缘磁场的影响很大。图4所示铁心的感应因子决定于空气隙，其近似值为：
(1)
实际上所得到的Ae因子值经常大约是这个计算值的3倍。人们注意到这种类型的铁心结构的边缘效应特别强。因此，如果实际工作需要，可以用无限单元分析法对所提出的铁心结构作精确的验证。
b.计算初级匝数，使磁化电流等于以初级电路为基准的满载电流。一般情况下，未耦合初级的磁感大约是已耦合初级磁感的一半。
c.用下式计算初级电路的平均磁通密度：
(2)
式中，VD为直流电原电压的1/2；f是振荡频率；N1是初级绕组匝数；Ae1是初级铁心的截面积。同时可以看出，式（2）是根据一般变压器设计方程式在方波激励的状态下（E =4fNφmax）推导得到的。
d.对照铁心材料的性能参数检查初级损耗。检查发现，由N27材料制作的实验耦合变压器在150KHZ的频率和100mT磁通密度状态下工作，其结果是令人满意的。
次级匝数可在假设耦合系数为0.6时算出。次级绕组匝数的算式为：
(3)
式中，N2是次级匝数，V0是输出电压。
e.计算次级磁感，用式（1）求出的Ae-磁感应因子计算。次级的侧漏感一般为次级磁感的1/2。
f.根据次级漏感算出谐振电路的峰值电压。在实际所用的次级电路因子Q的条件下，次级电流是正弦波，因此峰值电压是π/2乘上输出电压即：
(4)
故 (5)
式中，L12是漏感；IO是直流输出电流；ZO是谐振电路的特性阻抗。
如果峰值谐振电压小于或等于输出电压，那么次级磁通密度为：
(6)
式中，Ae2是次级铁心的截面积。
如果因为工作电流大，或因为谐振电路的L/C之比值很高，为此使峰值谐振电压超过了输出电压，则次级磁通密度将增加，磁通密度增大是与谐振电感有关的磁通作用的结果。图5所示为串联谐振输出级电路及其在谐振频率上高电流工作时的典型波形。
在半周稳态谐振工作期间，在该半周开始后的某一时刻t0达到最大磁通密度。对t (8)
在低电流工作情况下，VR
因此，
线圈匝数为15匝、截面积为176mm2的次级铁心组件，其次铁心的最大磁通密度约为88mT。在次级为大电流的情况下，这个耦合器件的次级侧铁心的损耗由于漏感中贮有能量而增大。算出的磁通密度将只适用于和绕组耦合得很好的那部分铁心。
这个结果很重要，因为它表明，次级磁通密度可以通过去掉次级绕组匝数、降低漏感、降低次级峰值电压等办法来减少。绕组匝数的减少也减少了绕组中的邻近效应损耗。绕组的绕制位置应该远离初级铁心的端柱处。试验表明，120KHz时100mT的磁通密度可以用空气对流冷却的N27铁氧体磁心得到。如果必须减少绕组匝数（但会造成初级的磁通密度过量），就必须增大铁心的截面积。
以上是第一遍进行计算设计的步骤方法，为了使耦合器的性能最优化，还必须作修正计算设计。尤其是批量生产的成本要求低，更不能用试验样品的设计方法。
4控制系统
以上介绍的无接触电能传输系统技术，使用了已经过验证的谐振电路技术以克服变压器的低耦合系数和低磁感应特性，然而得到的谐振电路却有着高特性阻抗。耦合器在靠近谐振频率工作则是获得良好的功率传输之基本要求。
由于漏感是变化的，谐振频率将随次级绕组组件相对于初级绕组的移动而变化，而且也将随负载的改变而变化。无接触电能传输系统研制的控制系统使用了相位锁定环路技术，这可使工作频率跟踪上谐振频率，同时充许调谐元件中的容差变化，因此而保证了输出阻抗是恒定的。
如果初级电流的相位（参照初级绕组）与初级驱动电压同相，则谐振条件可以很好地得到满足。系统的工作频率必须加以调整才能满足这一条件。存在着分隔的初级和次级单元的无接触传输系统的设计，意味着次级电流不能直接进行控制，因此，给出次级电流的相位信息的控制信号必须由初级电路发出。
初级电流有磁化电流和次级反馈的参考电流两个分量。由于初级的驱动电压是个方波，所以磁化电流的波形为三角形，其基频分量滞后驱动电压900。初级侧的低磁感产生高的磁化电流。电路谐振时，次级电流将与驱动电压的相位相同，而且是正弦波波形。次级电流的幅值与负载有关，在初级侧，次级参考电流在幅值上将小于磁化电流。故有必要在有较大的正交三角形磁化电流存在的情况下，检测这个参考电流分量的相位，如图6所示。
初级电流的相位（见图6中的φ）是这样测定的；光控制初级电流，然后去除掉磁化电流分量。其实现方法是采用二重微分器和限幅放大器。对三角形磁化电流进行二重积分，产生存在交变极化并与磁化电流拐点同步的若干脉冲，见图6（d）所示。既然以初级为参照的次级电流明显地呈正弦形式，该分量的二重微分便只产生反相与换算。限幅放大器可有效地去除掉磁脉冲分量，产生方波输出（它给出次级电流相位的信息），如图6（i）所示。
实际上，这种信息处理可以由图7所示的电路进行。微分器并不需要有良好的直流性能，而且可以使用成本低的逻辑反相器。已经得到证实，这些器件在频率达200KHz时其性能是可以满足的。适合于这两个微分器电路的集成电容器是用来限制放大器高频增益的。而更为重要的是达到了过阻尼的性能，并且噪声并不引起二次微分的多个零交叉。二次微分的第一个零交叉被用于相位比校器，假的零交叉检测结果将使电路的工作产生差错。
5结果
5.1低功率无接触电能传输系统
实验制作了一个低功率无接触电能传输系统组件，它用一个48V的直流电源工作，能通过可变空气隙把功率加到LED照明系统。次级（负载）单元含有恒流驱动器，共有4行，每行8个LED。标称功率要求是每行15V时15mA。初级与次级的磁心结构由两个相同的U型铁心组成，最小间隔为6mm。馈送给恒流驱动器的直流电压和行电流的变化，如图8所示，是铁心间隔和中心线不重合度的函数。图8（a）则表示了这种铁心的结构，规定了不重合轴。
5.2高功率无接触电能传输系统
实验也制作了一个高功率无接触电能传输系统单元，其在400V直流电源供电时把230V、5KW的输出提供给热负载，而且其总效率大约可达92%，当在2.5KW工作，并通过常用功率因数为1的输入级从240V、50Hz交流电源供电时，其包括输入级在内的总效率降低到大约为83%。
图9描绘了在由交流电源馈电时，传输效率和总功率损耗是这种高功率单元所传输的功率大小（见表1所列的最后一项）的函数。应注意到，图9所示的效率曲线只是对功率传输电路的电磁分量而言的，而驱动电路和控制电路的损耗大约要另外增加20W。初级和次级磁心结构之间的空气隙宽8mm，其相对的耦合面的面积是：初级结构约为900mm2，次级结构约为1600mm2。
表1所列是又一个属于千瓦级应用的无接触式电能传输系统单元的效率和损耗特性，与本单元非常相似。
一个更为恰当的品质因数表示是功率损耗。因为它最终表示了必须从系统中排除出去的热量，为此，功率损耗也在图9中画出。
5.3其它无接触式电能传输系统
同样制作了这类系统的实验单元，可用范围很宽的交流和直流电源工作，其功率电平在几瓦水平。表1给出了这些无接触式电能传输系统单元的有关数据。
6总结
无接触式电能传输系统技术已在多种系统中作了试验。这些系统以不同的输入电源工作并产生不同的输出。这种技术可以用来生产无接触式“插头座”；而这种“插头座”可以用于海上或户外的潮湿条件下，进行快捷简单的功率耦合而不会有电击的危险，也没有因接触腐蚀造成的可靠性问题。无接触式电能传输系统连接器在水下工作时，视所加功率的大小可以是耦合的也可以是非耦合的。
无接触式电能传输系统中没有互连的接触，这就消除了打火的可能。因此，用该系统的密封的初级和次级单元，可以生产出适用于危险工作场所的插头插座组件。这就提供了实用电路可以在危险环境中得以再次供照明等使用的机会。
无接触式电能传输系统可用于将能量耦联到运动着的负载上，例如传送到涡轮机的转子、同步机的无刷激磁机、飞机推进器、直升飞机的转子和滑窗等。电动车辆上的电池也可以用无接触式电能传输系统技术进行充电。在家庭中，厨房设备也可以不用连接器获得电源。
从用电的安全性和卫生角度看，无接触式电能传输系统有着许多优点。
参考文献
1.IEEE trans. Ind. Electron.， Vo1.46， No.1，P23～30.Feb.1999
2.IEEE PESC，94，Vo1.1， P418～423
3.IEEE trans.Magn.， Vo1.32， Pt.2 1996 P5037～5039
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