1引言 本文提出一种利用内线圈型（外磁心型）平面电感器的磁饱和过电流检测法用于开关电源的高频功率变换电路。其原理是用设置在外磁心外侧表面上的探测线圈拾取由过电流的磁饱和产生的交流漏磁通。如果用这种方法，在不产生磁饱和的主电路电流下，由于外磁心的磁屏蔽，探测线圈与主电路分离，几乎不产生插入损耗。此外，在额定电流范围内，电感器起通常的储能元件的作用；只有在外加探测线圈时才产生过电流信号这种新功能。 作者为了探明将过电流检测法用于电源电路时的过电流检测特性，试制了平面电感器，并解释了把它用于降压斩波器直流变换器时的过电流检测特性。由于将平面电感器磁路的非线性做了简单的折线近似，尽管对工作原理是否妥当的验证已经充分，但在过电流模式中详细的工作情况还有很多不明之处。 为了得到具备过电流信号产生功能的平面电感器的设计有用的知识，本文利用非线性有限元法对平面电感器过电流模式中的磁通分布和基本特性进行了各种研讨，并阐述其结果。 2平面电感器的过电流检测法 2.1平面电感器的结构 图1表示用于分析平面电感器的俯视图和截面基本结构：内部主线圈采用二层圆螺形线圈；用上下磁层将其夹持。下磁性层采用厚500μm的软磁铁氧体片；上磁性层采用厚15μm的Co基非晶薄带三层相叠而成，在上磁性层的外测表面设置与内部主线圈相同的二层圆螺形线圈作为探测线圈。各部分所用的材料及电感器结构、规格列于表1。 2.2过电流检测原理 由于上磁性层磁路的截面积比下磁性层的小得多，因此，如果在图1所示的内部主线圈中流过过大的电流时，上磁性层先磁饱和，磁通从上部漏向空间。将平面电感器用作开关电源的扼流圈时，如图2所示，在内部主线圈中，交流电流iac上重叠有直流电流Idc，按电源的输出电流电平增减Idc。如果Idc增大到上磁性层的磁饱和电平，上磁性层的磁导率迅速减小，交流磁通成分从上磁性层漏到上部空间。图3模式化地表示这种情况。在Idc小的情况下，由于上磁性层的磁屏蔽效应，交流漏磁通非常小，与探测线圈交链的交流磁通可以忽略。在Idc大的直流过电流模式中，由于上磁性层的磁饱和，交流磁通分量漏到上部空间，与探测线圈交链，在探测线圈产生感应电动势，以此电动势可检测直流过电流。 3用非线性有限元法分析过电流模式 3.1平面电感器的直流重叠特性 作为用于开关电源扼流圈的性能指标，大多采用直流重叠特性，它表示主线圈的自感LC与直流重叠电流Idc的关系。直流重叠特性的测量，是将LCR测量仪接入直流重叠电流电路中，在线圈中微小的正弦波交流电流iac上重叠直流电流Idc后的电流ic进行的。因此，在磁性层上加了由直流电流产生的直流偏磁场，以此磁场为磁化曲线的工作点作小回线动作。一般说来，交流电流的振幅取得很小，因此交流磁通和交流电流的关系近似为线性，由此可求得自感LC。 本文所述的过电流模式分析中，模拟了上述直流重叠特性的测量和条件设定。即：在各种直流重叠电流Idc的条件下，求出由微小交流电流iac产生的交流磁通分量；研究了过电流状态下与探测线圈交链的交流漏磁通的变化。以下详细阐述分析的各种条件。 3.2用时域差分法计算直流重叠特性 3.2.1用时域差分法分析过渡响应 通常，在用有限元法分析频率响应时，将直流电流重叠在交流电流上进行计算是困难的。因此，本文采用时域差分法软件IMAG-STUDIO进行过渡响应分析，从而分析平面电感器的直流过电流模式。与分析中，如图4所示，将主线圈的电流ic设为正弦波交流分量iac和直流重叠分量Idc之和，进行过渡响应分析。 ic=iac+Idc (1) 将交流电流的第4周期看作恒定状态，进行元件的交流磁通密度分布，交流磁通产生的有效电感等的计算。这里假设交流电流iac的振幅是10mA，频率为500kHz，使直流重叠电流Idc变化，研讨此时的过渡响应。另外，线圈电感大的非饱和工作的平面电感器的时间常数约为1.3μs，在磁路饱和的情况下，此值很可能大幅变化。因此，在经过4个周期的8μs的过渡响应分析中，能否看作足够稳定的状态还有异议。但至少在这次计算范围内，已确认在4个周期后已达到充分稳定的状态。 3.2.2分析模型 采用圆螺形线圈的平面电感器具有三维轴对称结构，因此，通常设定图1(b)所示的Y轴对称1/2模型，在各匝线圈导体中通以相同的电流进行分析。但是，在用JMAG-STUDIO的时域差分法分析过渡响应时，如图5所示，必须设定一个将各匝线圈导体电气相接，且会有电流源ic的闭合电路。在本分析中，将圆形平面电感器用图1(a)所示的72角形（即72边形——译注）模型做近似， 将1/72个模型用于分析。将各匝的线圈导体长72倍后串联相接，设定一个包含图5所示的电流源的闭合电路，进行电感等特性计算。 3.3平面电感器诸特性的计算 如已经报道的那样，知道了平面电感器的主线圈的自感LC以及探测线圈和主线圈间的互感M的直流重叠特性，就可以探明用了电源时的过电流检测特性。 在本分析中将主线圈的交流电流振幅设定得足够小，以磁路的磁化曲线上的直流工作点（相当于直流重叠电流产生的直流偏磁场）为中心画的小回线近似为椭圆形。主线圈的自感Lc由与交流电流iac同相位的主线圈交链磁通分量φc求得；主线圈和探测线圈间的互感M由与iac同相位的探测线圈交链磁通分量φs求得。 Lc =φC / iac M =φS / iac 对于本文所述的平面电感器，主线圈的交流电流振幅设定为10mA，按这个条件计算的交流磁通波形可确认为接近正弦波形。 3.4分析中用的磁性体的诸特性 图6表示分析中用的磁性体的非线性B~H曲线，它是对MnZn铁氧体环形磁心和Co基非晶薄带卷绕磁性用直流B~H曲线描绘仪测量，并略去磁带以正常磁化曲线的形式示出的。分析中为了计算伴随交流磁通的涡流，采用产品目录上记载的电阻率标称值作为MnZn铁氧体和Co基非晶薄带的电阻率（见表1） 4过电流模式分析的结果和讨论 4.1交流磁通分布与直流重叠电流的关系 本文所述的平面电感器的过电流检测是根据用探测线圈检测伴随直流过电流产生的交流漏磁通的方法，因此，研究电感器的交流磁通分布与直流重叠电流Idc的关系很重要。如前所述，伴随直流过电流的磁饱和从上部非晶磁性层优先产生，因此，研究上部磁性层中的交流磁通分布，就可详细地知道过电流模式的工作。 为了知道上磁性层中交流磁通分布与直流重叠电流Idc的关系，计算了3示于图7的构成上磁层的三维非晶薄带的面内交流磁通密度Bx和垂直交流漏磁通密度By的空间分布。在以下说明的结果中，用薄带厚度方向的平均值代表第i层非晶薄带中的Bxi；用薄带下表面的Byi1和表面的Byi2表示Byi。 图8~10分别表示Idc=0.1A、0.5A和0.7A时上磁层的各非晶层中的交流磁通密度的空间分布。磁通密度的大小用交流电流iac达最大值时的瞬间值表示。另外，为了详细地看到交流漏磁通密度分布与探测线圈的关系，特地将探测线圈所在区间（x=2~7mm）抽出示于图中。 在Idc=0.1A的情况下，由于没有磁饱和的影响，只有最靠近主线圈的第1层非晶薄带内有面内交流磁通；垂直磁通分量也仅在第1非晶层的下表面产生。这是因为交流磁通受最靠近主线圈的第1非晶层的屏蔽，磁通不会漏到第2和第3非晶层。这里的交流磁通的流动情况简略地示于图11(a)。 在Idc=0.5A的情况下，各非晶层中产生局部的磁饱和，在这些局部的磁饱和范围内，面内磁通的磁导率迅速下降，因此面内交流磁通分量消失；在磁饱和区间的两端产生垂直交流漏磁通。详细看一下这些交流磁通分布：最靠近主线圈的第1非晶层的磁饱和区最宽，第2、第3非晶层越往上磁饱和区的范围越窄。这时的交流磁通流动情况简略地示于图11(b)。 在Idc增大到0.7A的情况下，各非晶层中的磁饱和区进一步扩大，探测线圈的交链磁通区域也随之扩大。这时的交流磁通流动情况示于图11(c)。 总之，随着Idc的增大，最靠近主线圈的磁性层产生局部磁饱和，饱和区逐渐扩大，交流磁通随之向上部磁性层迁移，最终最上部的磁性层磁饱和，交流磁通泄漏到外部空间与探测线圈交链。 4.2 Lc和M的直流重叠特性 图12表示计算的主线圈自感Lc以及主线圈和探测线圈间的互感M与直流重叠电流Idc的关系。图中还示出了由Lc和M计算得到的主线圈和探测线圈间的耦合系数k。由图可知，自感Lc随Idc 的增大而逐渐减小，Idc小的情况下，面内交流磁通集中于第1层非晶薄带内；随着Idc的增大，面内交流磁通逐渐进入上面的第2、3非晶层，因此上下磁性体间的有效气隙增大，自感减小。另一方面，互感M在Idc=0.4A时仍几乎为零；以Idc=0.45A为界，互感M逐渐增大，这是因为探测线圈内交流交链磁通随Idc的增大而逐渐增大。这由图11所示的交流磁通的模式图可容易理解。在Idc=0.7A时k≈0.4。 这些直流重叠特性的计算结果与以前报道的实测结果符合良好。 5结语 对采用探测线圈的平面电感器的过电流检测法，用非线性有限元法做了过电流模式分析，研究了直流过电流引起的交流磁通变化和基本特性。 为了进行高精度的过电流检测，可寻求以过电流阀值为界，探测线圈中的感应电动势迅速上升的特性。为此，必须对磁性体均匀地外加由直流重叠电流产生的直流磁动势；在过电流阀值下，磁性体同时产生磁饱和，无空间分布；在超过阀值的过电流模式下，交流磁通一下子与探测线圈全面交链。为了得到这样的过电流检测特性，必须优化平面电感器的磁场分布设计和磁路设计。 参考文献 猪濑弘晃，等 日本应用磁气学会志，2002，26，566～571.