1引言 在市电电压为220V时，对于额定输入电压为110V的电子设备，需要使用降压变压器。通常，将220V的市电电压降至110V是使用常规铁心变压器，这将引起较大的空载损耗和无功功率。如果使用开关频率高的交流变换器，则不仅可以显著地减小变压器的尺寸与重量，同时还能降低空载损耗和无功功率。 为了能够替代常规的铁心变压器，新的电子变压器应该具备四象限工作的特性，满载效率要大于90%，且尺寸小重量轻。 本文研究几种适用于AC变流器的软开关（ZCS—零电流开关，ZVS—零电压开关）变换器。通常情况下，ZCS或ZVS变换器的电流纹波大，这是难以减小系统尺寸的主要问题。为解决这个难题，设计者提出了一种新的二步驱动法和门驱动电路。它从效率、开关数量和开关的电流与电压额定值等角度对这种二步驱动降压变换器与软开关变换器作了比较。还告诉了读者在1kVA状况下的实验结果。 2三个开关的零电流开关（ZCS）量化串联谐振变换器（QSRC） 图1画出的即是具有三个开关的ZCS QSRC等效电路图。对称的L-C结构可以减小变换器的电流纹波。两个Cf都是滤波电容器，在小负载或空载状态下，它们提供降压功能，同时所有的开关都处在开路状态，这将使空载损耗较小。这种变换器能以高开关频率工作，而且开关损耗低。在每一个零电流的瞬间，SW1、SW2、SW3交替地闭合与打开。每一个开关闭合的持续时间为L和C1+C2谐振频率的半个周期。对于需要降压至1/2时，最佳的开关顺序是SW1-SW2-SW3-SW2。测量得到，流经电感的电流之均方根值（rms）和峰值分别为： (1) (2) 其中： 各开关的均方根值电流由以下各式求得： (3) (4) (5) 此时，各开关的峰值电压则变成为： (6) (7) (8) 半桥式零电流开关量化串联谐振变换器(ZCS QSRC) 半桥式ZCS QSRC的电子变压器功率电路由图2表示，并示出了其工作波形。Cin和Co为滤波电容，L和C构成谐振回路。这种变换器有两种工作方式，称其为“供能模式”和“再生模式”。在供能模式中，每对开关（SW1、SW3）和（SW2、SW4）每当零电流时交替闭合与断开。以供能模式工作期间，能量经输入端到LC回路，然后到输出端完成传递。在再生模式工作时，开关对（SW1、SW4）和（SW2、SW3）交替闭合与断开，LC回路的能量传输到输入端和输出端。通过恰当地组合供能模式和再生模式，可将输出电压调整到某个希望值。不过，为了减小开关的电流强度，要求这种电子变压器只工作在供能模式，而且其输出电压由隔离变压器的匝比确定。 由于在每半个谐振周期的谐振电流的峰值是输入电流的π/2倍，因而在一个市电周期期间的均方根值电感电流由下式计算： (9) 式中，N为图2所示的隔离变压器的匝比。 峰值电感电流由下式计算： (10) 由于每对开关在一个谐振周期间重复导通状态和非导通状态，故开关的均方根值电流变为： (11) (12) 各开关的峰值电压由下式计算： (13) (14) 4二开关零电压开关降压变换器 因为上述两种变换器方案的开关方式是固定的，所以其负载调节其输出电压的能力稍差。要改善这些方案中存在的这种缺陷，必然会增加电流纹波。图3所示为零电压开关降压变换器，它用占空系数控制输出电压，而且它只有两个开关，电容电压Vc随电流流经小电感整流电感器L在一个开关周期内在零与Vin之间变化。 对输出电压的控制有两种方法：固定磁滞电流控制和可变磁滞电流控制。用固定磁滞电流进行控制，开关频率是固定的，而导通损耗较大；对感应负载，这种控制方法还会在低输入电压范围内丧失零电压开关的工作特性。用可变磁滞电流控制法时，开关频率是变化的，导通损耗及丧失零电压开关工作特性的范围比用固定磁滞电流控制法时要小得多。 为简化起见，本文介绍的是用固定磁滞电流控制法做的试验。 在图3中，令IN=IP/4，于是电感器的峰值电流为： (15) 电感的均方根值电流的近似计算式为： (16) 开关的均方根值电流额定值由下式计算： (17) 所有开关的电压强度都等于峰值输入电压值。 5小电流纹波零电压开关降压变换器 由式（2）、式（10）和式（15）可见，流过电感器的峰间电流纹波大，从而增加滤波电容。而且大的电流纹波会因为在高开关频率时产生的邻近效应而引起电感器产生较大的损耗。因此，尽管电容器小了，但电感器的尺寸变大了。 图4绘出了电感器的电流纹波小的零电压开关降压变压器及其一个开关周期的工作波形。鉴于输入电压的极相和能流的方向，主开关对和副开关对会变得不同，例如：对于正的输入电压和正的输出电流，SW2和SW3是主开关对，SW1和SW4是副开关对。输出滤波电感器的电流纹波与脉宽调制（PWM）降压变换器相同。整流电感器（Lr）的峰间电流纹波约为输出电流的150%，该电感器的均方根值电流约为Io，rms的90%。主开关对的均方根值电流约为Io，rms的90%，比副开关对低20%。这种变换器有四个开关，并且其控制的复杂程度要高得多。 6二步驱动降压变换器 对于零电流开关或零电压开关变换器来说，如果不增加开关数量或者控制的复杂性，就难以减小电感器电流的纹波。在硬开关脉冲宽度调制（PWM）变换器中，则可以比较容易地使电流纹波变小，但开关的损耗变大了。 在硬开关PWM变换器中，开关损耗分为两个分量：一个是晶体管的导通与断开瞬间引起的损耗；另一个是二极管开关的反相恢复（与相对的晶体管的导通有关）引起的损耗，为了降低在开关的瞬间引起的损耗，最为有效的解决方案是将三极管的升降压的时间减小。然而反之，如果导通时间太短，相对的二极管的反向恢复引起的开关损耗就变得很大。二极管的峰值反向恢复电流可以通过在导能过程中降低开关电流的增大速度来减小。但降低这种速度会增加开关时间和开关损耗。 有一种称之为二步驱动法的有效方法可以降低峰值恢复电流和导通损耗。图5所示为这种降压变换器以及用二步驱动法控制的导通过程的工作波形。在导通过程开始（在T1期间），使流经三极管的电流以低的di/dt缓慢增加。在开关电流达到iL后，漏极与源极间的电压以高的dv/dt快速下降。在T1期间，二极管近乎断开，因此不存在反回恢复问题，通过缩短余下的周期T2，能够降低开关损耗。 图6所示为简单的门驱动电路。R2和R3极小（近于短路），R1则相当大。在导通过程中，Q1首先导通，然后VGS随R1（C1+Cin）的时间常数增加。式中Cin是门与源极的等效电容。在T1之后，Q2导通，VGS锐增至VCC，Q3导通时，VGS锐减至零。 用二步驱动法控制电子变压器及其控制信号示于图7。对于正输入电压，SW1和SW2互为排斥地导通和断开，1和2保持导通状态。对于负输入电压，1和2导通或开路，SW1和SW2保持导通状态。 在所有上述变换器中，这种二步驱动降压变换器的导通损耗最低，且只需要两只双向开关，但开关频率在所有变换器中只能选最低的。 7实验讨论 为了能在四象限工作，采用图8所示的双向开关。图9、图10和图11分别示出了零电流开关量化串联谐振变换器（ZCS QSRC）和二开关零电压开关降压变换器的实验波形。它们的开关频率都选择100kHz。小电流纹波零电压开关降压，变换器如图4所示。 由于这两种零电流开关量化串联谐振变换器按固定方式切换，以减小电流纹波和避免控制的复杂化，因此，它们的输出电压在开关电压降的影响下随负载的增加而有所降低。 表1列出了场效应管（MOSFET）的近似传导损耗。当用相同的开关时，三开关零电流开关量化串联谐振变换器的传导损耗比二步驱动降压变换器的传导损耗约要高出4.93倍。在那些电流纹波大的变换器中，尽管电感器的电感小，但因为邻近效应的作用，其尺寸将变大。例如，二开关零电压开关降压变换器中的电感器的电感值为22μH，在开关频率为100kHz时，峰间电流纹波为30A。这种电感器需要两个E150铁氧体磁心来将损耗减小到一个可以接受的量值。图12画出二步驱动变换器的完整的功率电路。功率级由以下元器件构成。 开关 IRDP450；L1 100μH，18匝，E130铁氧体磁心；Lo 300μH，40匝，E160铁氧体磁心；Co1、Co2 4.7μF，250VDC，MF电容器；Q1 Q5010F41；R1 50KΩ/2W；R2 50Ω/2W；R3 50mΩ/5W（检测电流用）。 以上元器件中，Q1、Q2和R2的作用是使开关免受过压的影响。在直流输入电压的情况下进行实验的门驱动波形由图13(a)和13(b)所示，二者分别代表导通和断开过程。在导通过程期间，VDS在100ns内缓慢降低。在VGS达到4V后，其门限电压VDS立即降至零，如图13(a)所示。在开路过程期间，VDS在40ns之内上升至Vin，如图13(b)所示。 图14(a)和14(b)表示具有二步驱动变换器的电子降压变压器在10KW电阻负载情况下实验的输入与输出波形。满载效率91%。对电感性负载（400VA手电钻为例）时的实验电压波形则由图15表示。 8结论 在电感器电流纹波大的高开关频率系统中，因为邻近效应影响，电感器的尺小应该较大。因输出滤波电容的电流纹波大，其尺寸也应该大。 虽然软开关变换器具有极低的开关损耗，能以更高的开关频率工作，但是为了降低高功率系统的尺寸和成本，对谐振元器件有一定限制。因此，对功率相对高的系统，如电子变压开关变换器的尺寸更小，重量更轻，也更为经济。 参考文献 [1] IEEE IECON PP347～352，1991. [2] IEEE PESC Rec.， PP83～90，1989. [3] IEEE PESC Rec.， PP1024～1030，1988. [4] Proceeding of 15th Annual conierence of IEEE ondustrial electronics sociaty PP.，48～53，1989.