带变压器负荷的逆变器型单相二次电源
2005-07-26 08:54:47
来源：《国际电子变压器》2005年8月刊
由于单相二次电源的比重量（kg/kw）小，速动性高，故在功率几十瓦（视听音像设备）到几千瓦（电子稳压器、小功率等离子体发生器电源、便携式电弧焊装置等）的功率范围内获得了广泛应用。
图1所示为典型的二次电源（ВИП）电气接线图。图中包含电源段1，自动操控的逆变器2，功率匹配的变压器3，二极管整流器4，平波电抗器（扼流线圈）5，以及负荷6。单相电源段1为二极管或二极管·闸流晶体管组成的电桥形式，电桥直流侧对角线上接有滤波电容器；逆变器2也接在此对角线上，逆变器设计成单循环的或双循环的（推挽式）；负荷6通常经过变压器3、整流器4和扼流圈5接至逆变器的交流侧。
因为从电网耗用电流的脉冲特性，功率因数KM=0.3~0.4，低的功率因数KM是典型的ВИП的重主要缺点之一，而且，在电源段1输出端，对整流电压脉冲平稳滤波的要求越高（滤波电容器的电容越大），则KM的值越小。为了提高KM，在逆变器的输入端（图2）采用了有时被称为功率因数校正器的有源滤波器。
为对一些著名公司（如西门子、摩托罗拉等）的滤波器分流开关9进行操控，研制了专用的集成化微型电路模块，能保证从电网耗用电流的准连续特性和提高KM值达0.86，同时逆变器的电压稳定。还有的文献提出操控有源滤波器的修正算法及实现这一算法的系统图，能确保提高KM值达到0.95甚至更高，完全满足国际电工委员会IEC-1000-3-2的最严格要求。必须指出，采用有源滤波器虽使ВИП较复杂化，但得到的补偿是：除提高KM和稳定逆变器的输出电压以外，同时将滤波电容器的电容值减小到约60%。因而，可以认为，提高大功率单相ВИП的KM值达到IEC要求的问题已获得解决。
ВИП逆变器部分的完善，主要通过逆变器中采用功率晶体管模块（微型组件）来实现。该模块闭锁特性的回复时间短，并在控制输入端配有光电去耦。这允许增加逆变器的频率，相应地减小匹配变压器和负荷电路中平波扼流圈的外形尺寸，以及能简化一些逆变器的操作系统。其中可注意的是，按照上述原则，由一些著名公司研制和生产了功率达4KW的逆变器型电焊设备（奥地利的Tvanspoket公司，德国的Castolin有限公司，美国的Invertec埋弧自动焊接公司等）。在这些设备中，逆变器的频率达到100KHz。但是，藉功率晶体管的完善及相应提高逆变器的频率而减小ВИП的重量尺寸指标存在以下缺点:(1)由于不可避免逆变器输出电压(随频率增加而增大的)不对称性，功率匹配的变压器应制成铁心内带气隙，而利用的仅是磁滞的局部回线。这就增加了它的相对质量；且与单循环式比较，推挽式结线的逆变器实际上效果甚微。(2)随着逆变器频率的增加，在功率晶体管、反向二极管、R-C保护电路中，特别是在负荷侧的二极管整流器中，整理损耗增大；对基准频率持性的要求提高，相应增加了整个二次电源的成本。
其实，如果能消除逆变器输出电压中的直流分量，也可确保在相对低的频率下，本质上改善带负荷ВИП的质量·尺寸指标。藉逆变器负荷电路中接入电容器，其中包括应用所谓的半桥接线（图3），上述课题是可以得到解决的。
图3为含2个整流电容器2和3，2个晶体三极管开关4、5和反向二极管6、7的推挽式逆变器。在逆变器的输入端接入滤波电容器1，操作开关4、5的信号来自操控系统（CY）。
电容器接入负荷电路，首先基本上消除了变压器8原绕组电压中的直流分量，这将允许变压器制成无气隙的铁心结构，并能有效利用其全部磁滞回线。在给定的频率下显著减小了变压器的质量·尺寸指标；或者相应地，在保持如单循环结线方式的相同质量·尺寸指标情况下，可将频率减小到1/2~1/4。同时，也减小了平波扼流线圈9的质量·尺寸指标，因为在推挽式工况下，负荷10整流电路中的脉冲频率提高了一倍。第二，当负荷电流超过某一临界值IKP时，变压器8的电流变成不连续的，而开关4、5的通断操作为无电流的，因而，当负荷电流I2d>Ikp时（所指的是转化到原绕组的电流），整流损耗减小。
但是，电容器接入逆变器电路，将导致负荷上整流电压无论幅值特性，或者外特性的变化，这要求更细致地进行考证。为了简化对上述特性的分析，采用了以下通用的假定：电源的容量无限大，而其输出电压大小恒定且理想的平稳；逆变器内无损耗；开关操作为瞬时的，在整流间歇期负荷电流不变化。
考虑到上述假定，桥式逆变器交流侧的相对电压值曲线，在整个负荷范围内为“曲折”的矩形形式（图4.2）。图4中的标记：i2d—整流电流的瞬时值；—桥式逆变器交流侧的相对电压值，—半桥结构图电容器上的相对电压值；—半桥式中整流电压的相对瞬时值，—平均的整流电压和电流值；—全桥接线图中电容器上的相对电压值；—全桥式中整流电压的相对瞬时值。
半桥接线图中，零电流负荷下电容C的整流电容器2、3（图3）的电压等于电源电压U1的一半（图4、3）。当负荷电流i2d增大时，在整流间歇τ传送给负荷的电能。
式中，ΔU—电容器2、3上的脉冲电压，。计及上述假定，给出
(1)
由此，间隔期τ的电能
(2)
式中，KTP——匹配变压器8（图3）的变比系数。
必须指出，式(2)中时间，而式(1)中的ΔU，按照半桥接线的工作原则，其值被限定为0.5U1。
由式（2）可知，半桥逆变器的外特性有2个特性区段：1）I2d≤Ikp，式中IKP—整流电容器2、3完全放电至整流间隔期结束的电流，2）I2d>IKP。
在第一区段ωt1=τ=常数，因而，外特性（假定范围内）绝对“硬”，电容器2、3不会对它显示任何影响。换言之，图3接线在所考虑区段的外特性，与典型逆变器（图1、图2）的外特性无任何区别。改变的仅是从零到U1脉冲整流电压的幅值。在第二区段，ωt=变数，但按图3逆变器工作原则，2ΔU1max=U1=常数，因而，每一间隔期τ的能量恒定：，且与负荷电流I2d无关，也即，负荷的功率是恒定的。
仅在第一区段利用逆变器时，电容器2和3所需的电容由下面不等式确定：
(3)
式中系数0.5考虑到半桥接线中平均的整流电压减小一半，例如，当负荷电压U2d=50V、频率50KHz、电流0≤I2d≤200A和电压U1≈300V（U1-220V交流电网电压的幅值）的情况下，确保外特性为线性的电容器，电容C=4.4×10-6法拉。当I2d>200A时，外特性变成非线性（Pd=常数），也可以利用。例如，空气中的电孤焊。
电气接线图简单，总共才有2个晶体三极管，相应仅要求2个操控信道，这是半桥式逆变器比全桥式无可争辩的优点。但其缺点是：第一，整流电容器2、3的电容利用率不佳，第二，因为原边电压减小一半，功率晶体管的电流增加一倍。
图5的接线方案无上述缺点。图中逆变器由晶体管2-5作成典型的桥形，而变压器10的原绕组经过电容器11，接至逆变压器交流对角线上。为避免电压谐振，变压器10配置一附加绕组12，该绕组的匝数比原绕组少一半，并缠在原绕组内，以改善磁耦合。绕组12接至由反向二极管6-9组成的桥上，且在整流的间歇期将无功电能返回至电源。电容器11在逆变器每个电压周期两次充电。其电容与图3接线中电容器2、3的电容之比，按能量平衡条件很容易确定：，式中下标1为图3方案的，而下标2属于图5。由于ΔU2=2ΔU1，C1/C2=4，也即整流电容器11（图5）的电容减小到图3电容器2、3总电容的1/8。分析结果也可以从式（3）得到。两种比较接线方案的幅值特性和外特性（图4）是相同的。
如果作为整流，不是利用一个电容器，而是采用不同电容的（2~3）个电容器组及相应的状态转换开关，则可获得不同IKP值的外特性族。2个电容器给出4个功率等级（通常已足够）。显然，图5方案中限制功率级（状态）的切换，技术上更简单。但是，图5方案本质上的缺陷是功率晶体管电压增加了50%：整流间隙期附加绕组12向电源放电，而绕组端子上的电压等于电源电压。相应地变压器原绕组的电压增大1倍。这就表示，逆变器晶体管桥处于3U1电压下。这里U1—电源电压，而在每一晶体管上的电压为1.5U1。全桥接线晶体管电压比半桥晶体管上的电压大一倍，但流经晶体管的电流（转化引至负荷电流）要小一半。由此得出结论：全桥接线（图5）中逆变器晶体管的“整定功率”比半桥晶体管的“整定功率”大50%。
如果在间歇时间τ，也即在逆变器任何一双晶体管接通的时间内，与反向二极管桥的电源断开，则图5接线的上述缺点可以消除。这种情况下，附加绕组12只有在逆变器晶体管闭锁时，可释放出积蓄的电磁能量。绕组12的匝数可令其等于或甚至大于变压器10的原绕组匝数。相应，变压器原绕组在“抛出”无功电能至电源时的最高电压不会超过U1。晶体管逆变器上的电压同样不超过U1。也就是说，与半桥接线方式下是相同的。
图6为实现上述设计的电路图。在逆变器接线中引入了附加的晶体管开关13；电压分配器（分压器）16、17；以及由2个光电偶14和15组成的逻辑《和》电路，14、15是操控开关13的。
图6方案的工作原理如下：逆变器任何对角线上一双晶体管2-5或3-4接通时，光二极管14或15被相应导通的晶体管分流，故两个光二极管14或15其中一个截止，相应闭锁开关13。二极管6-9组成的桥路与电源分开，所以绕组12不可能将“抛下”的电能给电源。当逆变器对角线上的一对晶体管断开时，两个光二极管导通电流，因而开关13导通。反向二极管6-9的电桥接通电源，附加绕组12“抛下”的无功电能可供至电源。图6中逆变器和开关13的最高电压不超过电源电压U1，全桥逆变器功率晶体管的“整定功率”与半桥晶体管的“整定功率”之比为5/4，且开关13中的损耗很小，因经开关通过的电流脉冲的切换时间等于tB/τ（tB—逆变器晶体管的闭锁时间）。例如，当频率f=50kHz时，tB≤0.1τ，按上述原则，附加绕组12实际不增加变压器的铜体积。因此，从逆变器电路中带电容器的三种接线方案的比较分析可得出结论：图6的接线图是最为可取的。
注意到无论按图3方案，或是按图5、图6方案，电容器接入逆变器电路，均未限制脉宽调制（PWM）的可能性。与典型的ВИП比较，仅增加了外特性的线性段。但是，当ВИП功率>1kw时，电源段通常作成可控制的（二极管·闸流晶体管的），这有可能以更简单方式组成调节系统：由负荷电流和电压的传感器组成电源整流段的相位控制系统。这一结构能最大限度简化逆变器本身的控制系统，仅要求上述带间歇时间的脉冲在晶体管闭锁时间内确保固定的开关时间，以及能保证无功电能返回至电源。此外，不仅对空气中电弧焊类型的负荷（Pd=常数），而且对任何其它负荷均有可能利用外特性的非线性段。同时可实现逆变器晶体管的无电流开闭操作，因而减小损耗。
为确保逆变器的速动保护，例如当出现穿透性短路电流时，应由变压器的附加绕组供电给操控系统（CY）。大多数逆变器型电焊设备生产公司都是这样设计制造的。
结论
a.电容器接入带变压器负荷的单相逆变器电路中，能有效利用推挽式半桥接线或全桥接线中的变压器；并在给定的频率下能显著减小逆变器的质量·尺寸指标；或者在保持这些指标的前提下可相应降低逆变器的频率。
b.本文提供的电路中带电容器的逆变器接线图，具有相同的外特性。但是，全桥接线方案中带回收无功电能的变压器附加绕组和反向二极管桥路中的开关，当其与半桥接线的晶体管“整定功率”实际相等时，全桥整流电容器上的电容却只有半桥方案的1/8，这使其成为更可取的方案。
c.在单相推挽式逆变器电路中，带电容器的ВИП，在只要求单相电源所限的功率范围内，已获得了广泛应用。特别对空气中电弧焊这类负荷（也即功率大致恒定的负荷），其优越性更加明显。在此情况下，甚至断开调节系统时也能确保所需的外特性。且晶体管逆变器的开关操作是无电流的，可使损耗显著降低。整流电压加倍的幅值也是有助于电弧起燃和稳定的有利因素。
参考文献（略）
图1所示为典型的二次电源（ВИП）电气接线图。图中包含电源段1，自动操控的逆变器2，功率匹配的变压器3，二极管整流器4，平波电抗器（扼流线圈）5，以及负荷6。单相电源段1为二极管或二极管·闸流晶体管组成的电桥形式，电桥直流侧对角线上接有滤波电容器；逆变器2也接在此对角线上，逆变器设计成单循环的或双循环的（推挽式）；负荷6通常经过变压器3、整流器4和扼流圈5接至逆变器的交流侧。
因为从电网耗用电流的脉冲特性，功率因数KM=0.3~0.4，低的功率因数KM是典型的ВИП的重主要缺点之一，而且，在电源段1输出端，对整流电压脉冲平稳滤波的要求越高（滤波电容器的电容越大），则KM的值越小。为了提高KM，在逆变器的输入端（图2）采用了有时被称为功率因数校正器的有源滤波器。
为对一些著名公司（如西门子、摩托罗拉等）的滤波器分流开关9进行操控，研制了专用的集成化微型电路模块，能保证从电网耗用电流的准连续特性和提高KM值达0.86，同时逆变器的电压稳定。还有的文献提出操控有源滤波器的修正算法及实现这一算法的系统图，能确保提高KM值达到0.95甚至更高，完全满足国际电工委员会IEC-1000-3-2的最严格要求。必须指出，采用有源滤波器虽使ВИП较复杂化，但得到的补偿是：除提高KM和稳定逆变器的输出电压以外，同时将滤波电容器的电容值减小到约60%。因而，可以认为，提高大功率单相ВИП的KM值达到IEC要求的问题已获得解决。
ВИП逆变器部分的完善，主要通过逆变器中采用功率晶体管模块（微型组件）来实现。该模块闭锁特性的回复时间短，并在控制输入端配有光电去耦。这允许增加逆变器的频率，相应地减小匹配变压器和负荷电路中平波扼流圈的外形尺寸，以及能简化一些逆变器的操作系统。其中可注意的是，按照上述原则，由一些著名公司研制和生产了功率达4KW的逆变器型电焊设备（奥地利的Tvanspoket公司，德国的Castolin有限公司，美国的Invertec埋弧自动焊接公司等）。在这些设备中，逆变器的频率达到100KHz。但是，藉功率晶体管的完善及相应提高逆变器的频率而减小ВИП的重量尺寸指标存在以下缺点:(1)由于不可避免逆变器输出电压(随频率增加而增大的)不对称性，功率匹配的变压器应制成铁心内带气隙，而利用的仅是磁滞的局部回线。这就增加了它的相对质量；且与单循环式比较，推挽式结线的逆变器实际上效果甚微。(2)随着逆变器频率的增加，在功率晶体管、反向二极管、R-C保护电路中，特别是在负荷侧的二极管整流器中，整理损耗增大；对基准频率持性的要求提高，相应增加了整个二次电源的成本。
其实，如果能消除逆变器输出电压中的直流分量，也可确保在相对低的频率下，本质上改善带负荷ВИП的质量·尺寸指标。藉逆变器负荷电路中接入电容器，其中包括应用所谓的半桥接线（图3），上述课题是可以得到解决的。
图3为含2个整流电容器2和3，2个晶体三极管开关4、5和反向二极管6、7的推挽式逆变器。在逆变器的输入端接入滤波电容器1，操作开关4、5的信号来自操控系统（CY）。
电容器接入负荷电路，首先基本上消除了变压器8原绕组电压中的直流分量，这将允许变压器制成无气隙的铁心结构，并能有效利用其全部磁滞回线。在给定的频率下显著减小了变压器的质量·尺寸指标；或者相应地，在保持如单循环结线方式的相同质量·尺寸指标情况下，可将频率减小到1/2~1/4。同时，也减小了平波扼流线圈9的质量·尺寸指标，因为在推挽式工况下，负荷10整流电路中的脉冲频率提高了一倍。第二，当负荷电流超过某一临界值IKP时，变压器8的电流变成不连续的，而开关4、5的通断操作为无电流的，因而，当负荷电流I2d>Ikp时（所指的是转化到原绕组的电流），整流损耗减小。
但是，电容器接入逆变器电路，将导致负荷上整流电压无论幅值特性，或者外特性的变化，这要求更细致地进行考证。为了简化对上述特性的分析，采用了以下通用的假定：电源的容量无限大，而其输出电压大小恒定且理想的平稳；逆变器内无损耗；开关操作为瞬时的，在整流间歇期负荷电流不变化。
考虑到上述假定，桥式逆变器交流侧的相对电压值曲线，在整个负荷范围内为“曲折”的矩形形式（图4.2）。图4中的标记：i2d—整流电流的瞬时值；—桥式逆变器交流侧的相对电压值，—半桥结构图电容器上的相对电压值；—半桥式中整流电压的相对瞬时值，—平均的整流电压和电流值；—全桥接线图中电容器上的相对电压值；—全桥式中整流电压的相对瞬时值。
半桥接线图中，零电流负荷下电容C的整流电容器2、3（图3）的电压等于电源电压U1的一半（图4、3）。当负荷电流i2d增大时，在整流间歇τ传送给负荷的电能。
式中，ΔU—电容器2、3上的脉冲电压，。计及上述假定，给出
(1)
由此，间隔期τ的电能
(2)
式中，KTP——匹配变压器8（图3）的变比系数。
必须指出，式(2)中时间，而式(1)中的ΔU，按照半桥接线的工作原则，其值被限定为0.5U1。
由式（2）可知，半桥逆变器的外特性有2个特性区段：1）I2d≤Ikp，式中IKP—整流电容器2、3完全放电至整流间隔期结束的电流，2）I2d>IKP。
在第一区段ωt1=τ=常数，因而，外特性（假定范围内）绝对“硬”，电容器2、3不会对它显示任何影响。换言之，图3接线在所考虑区段的外特性，与典型逆变器（图1、图2）的外特性无任何区别。改变的仅是从零到U1脉冲整流电压的幅值。在第二区段，ωt=变数，但按图3逆变器工作原则，2ΔU1max=U1=常数，因而，每一间隔期τ的能量恒定：，且与负荷电流I2d无关，也即，负荷的功率是恒定的。
仅在第一区段利用逆变器时，电容器2和3所需的电容由下面不等式确定：
(3)
式中系数0.5考虑到半桥接线中平均的整流电压减小一半，例如，当负荷电压U2d=50V、频率50KHz、电流0≤I2d≤200A和电压U1≈300V（U1-220V交流电网电压的幅值）的情况下，确保外特性为线性的电容器，电容C=4.4×10-6法拉。当I2d>200A时，外特性变成非线性（Pd=常数），也可以利用。例如，空气中的电孤焊。
电气接线图简单，总共才有2个晶体三极管，相应仅要求2个操控信道，这是半桥式逆变器比全桥式无可争辩的优点。但其缺点是：第一，整流电容器2、3的电容利用率不佳，第二，因为原边电压减小一半，功率晶体管的电流增加一倍。
图5的接线方案无上述缺点。图中逆变器由晶体管2-5作成典型的桥形，而变压器10的原绕组经过电容器11，接至逆变压器交流对角线上。为避免电压谐振，变压器10配置一附加绕组12，该绕组的匝数比原绕组少一半，并缠在原绕组内，以改善磁耦合。绕组12接至由反向二极管6-9组成的桥上，且在整流的间歇期将无功电能返回至电源。电容器11在逆变器每个电压周期两次充电。其电容与图3接线中电容器2、3的电容之比，按能量平衡条件很容易确定：，式中下标1为图3方案的，而下标2属于图5。由于ΔU2=2ΔU1，C1/C2=4，也即整流电容器11（图5）的电容减小到图3电容器2、3总电容的1/8。分析结果也可以从式（3）得到。两种比较接线方案的幅值特性和外特性（图4）是相同的。
如果作为整流，不是利用一个电容器，而是采用不同电容的（2~3）个电容器组及相应的状态转换开关，则可获得不同IKP值的外特性族。2个电容器给出4个功率等级（通常已足够）。显然，图5方案中限制功率级（状态）的切换，技术上更简单。但是，图5方案本质上的缺陷是功率晶体管电压增加了50%：整流间隙期附加绕组12向电源放电，而绕组端子上的电压等于电源电压。相应地变压器原绕组的电压增大1倍。这就表示，逆变器晶体管桥处于3U1电压下。这里U1—电源电压，而在每一晶体管上的电压为1.5U1。全桥接线晶体管电压比半桥晶体管上的电压大一倍，但流经晶体管的电流（转化引至负荷电流）要小一半。由此得出结论：全桥接线（图5）中逆变器晶体管的“整定功率”比半桥晶体管的“整定功率”大50%。
如果在间歇时间τ，也即在逆变器任何一双晶体管接通的时间内，与反向二极管桥的电源断开，则图5接线的上述缺点可以消除。这种情况下，附加绕组12只有在逆变器晶体管闭锁时，可释放出积蓄的电磁能量。绕组12的匝数可令其等于或甚至大于变压器10的原绕组匝数。相应，变压器原绕组在“抛出”无功电能至电源时的最高电压不会超过U1。晶体管逆变器上的电压同样不超过U1。也就是说，与半桥接线方式下是相同的。
图6为实现上述设计的电路图。在逆变器接线中引入了附加的晶体管开关13；电压分配器（分压器）16、17；以及由2个光电偶14和15组成的逻辑《和》电路，14、15是操控开关13的。
图6方案的工作原理如下：逆变器任何对角线上一双晶体管2-5或3-4接通时，光二极管14或15被相应导通的晶体管分流，故两个光二极管14或15其中一个截止，相应闭锁开关13。二极管6-9组成的桥路与电源分开，所以绕组12不可能将“抛下”的电能给电源。当逆变器对角线上的一对晶体管断开时，两个光二极管导通电流，因而开关13导通。反向二极管6-9的电桥接通电源，附加绕组12“抛下”的无功电能可供至电源。图6中逆变器和开关13的最高电压不超过电源电压U1，全桥逆变器功率晶体管的“整定功率”与半桥晶体管的“整定功率”之比为5/4，且开关13中的损耗很小，因经开关通过的电流脉冲的切换时间等于tB/τ（tB—逆变器晶体管的闭锁时间）。例如，当频率f=50kHz时，tB≤0.1τ，按上述原则，附加绕组12实际不增加变压器的铜体积。因此，从逆变器电路中带电容器的三种接线方案的比较分析可得出结论：图6的接线图是最为可取的。
注意到无论按图3方案，或是按图5、图6方案，电容器接入逆变器电路，均未限制脉宽调制（PWM）的可能性。与典型的ВИП比较，仅增加了外特性的线性段。但是，当ВИП功率>1kw时，电源段通常作成可控制的（二极管·闸流晶体管的），这有可能以更简单方式组成调节系统：由负荷电流和电压的传感器组成电源整流段的相位控制系统。这一结构能最大限度简化逆变器本身的控制系统，仅要求上述带间歇时间的脉冲在晶体管闭锁时间内确保固定的开关时间，以及能保证无功电能返回至电源。此外，不仅对空气中电弧焊类型的负荷（Pd=常数），而且对任何其它负荷均有可能利用外特性的非线性段。同时可实现逆变器晶体管的无电流开闭操作，因而减小损耗。
为确保逆变器的速动保护，例如当出现穿透性短路电流时，应由变压器的附加绕组供电给操控系统（CY）。大多数逆变器型电焊设备生产公司都是这样设计制造的。
结论
a.电容器接入带变压器负荷的单相逆变器电路中，能有效利用推挽式半桥接线或全桥接线中的变压器；并在给定的频率下能显著减小逆变器的质量·尺寸指标；或者在保持这些指标的前提下可相应降低逆变器的频率。
b.本文提供的电路中带电容器的逆变器接线图，具有相同的外特性。但是，全桥接线方案中带回收无功电能的变压器附加绕组和反向二极管桥路中的开关，当其与半桥接线的晶体管“整定功率”实际相等时，全桥整流电容器上的电容却只有半桥方案的1/8，这使其成为更可取的方案。
c.在单相推挽式逆变器电路中，带电容器的ВИП，在只要求单相电源所限的功率范围内，已获得了广泛应用。特别对空气中电弧焊这类负荷（也即功率大致恒定的负荷），其优越性更加明显。在此情况下，甚至断开调节系统时也能确保所需的外特性。且晶体管逆变器的开关操作是无电流的，可使损耗显著降低。整流电压加倍的幅值也是有助于电弧起燃和稳定的有利因素。
参考文献（略）
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