带辅助变压器的全桥整流新型DC/DC变换器
2007-11-07 09:25:00
来源：国际电子变压器
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1引言
在优先将IGBT用作功率开关的高电压、大功率（>10KW）应用场合，零电压和零电流切换的变换器非常令人关注和倍受青睐。零电压、零电流切换的脉宽调制变换器，起源于全桥式移相零电压切换（FB-PS-ZVS）的PWM变换器，PS-ZVS PWM变换器在很多场合是经常应用的。由于利用电路的寄生现象，例如电力变压器的漏电感及器件的接点电容，其柘朴结构能允许所有开关器件在零电压切换下操作。然而PS PWM控制的变换器有一缺点：即在空程期间，循环电流会经过电力变压器和切换装置流通（图1）。
循环电流是反射的输出电流与变压器原边磁化电流之和，由于环流、变压器和切换器件的均方根植（平均有效值，RMS）的电流应力，比通常硬切换PWM FB变换器的电流应力更高。为了将环流降低到零，以便实现ZCS，多数采用在电力变压器的副边（二次侧）连接各种缓冲电路、辅助电路与/或箝位电路。为确保电力变压器副边的断开，必须有缓冲电路与/或箝位电路，如图2的简化形式所示。
当变压器的二次电压在续流（空程）期间为零时，通常利用输出整流器的反向偏压可实现断开，其时，输出整流器（D5、D6）反向偏压，变压器二次绕组是开路的。
因此，变压器的原边与副边电流均变成零，在空程期间，仅一小的磁化电流循环，如图3所示，这样，变压器和开关的RMS电流在空程期间明显减小。从而，由于右支路（晶体管T2、T3）转换期间环流最小，变换器右支路实现了近似的ZCS；而由于左支路（晶体管T1、T4）转换期间反射的输出电流（n1.I0=Ip，n1=Ns1/Np1），变换器左支路实现了ZVS。
已经研制开发了若干多少有点复杂的无源和有源缓冲电路与箝位电路，以便解决有关重新调正变压器原边电流的问题，以实现变换器右支路的开关ZCS。上述变换器通常能很好的适应于正常负载和空载，但在短路时，它们不能抑制续流（空程电流），因而产生导通损耗和断开损耗。此外，箝位电压几乎等于或低于输出电压，故输出整流器和箝位电路之间的换向时间稍长，特别是在输出电压低和大电流应用场合，以及电力变压器高的漏电感情况下。为避免这一问题，曾设计了如下的ZVZCS变换器柘朴。加之，对有源二次箝位电路利用一关断缓冲器，箝位开关几乎是在软切换下操作的。
所推荐变换器基本的工作机理，与利用二次有源箝位电路变换器的近似相同，但与后者对比，新型变换器通过一简单的辅助电路，则能实现空载下超前支路的ZVS短路时滞后支路的ZCS。这些辅助电路包含无损元件，且它们对变换器工作无任何不利影响。
2新型变换器的功率电路
图4所示dc/dc变换器，由电容电压分配器，高频逆变器，电力变压器，输出整流器以及输出滤波器等所组成。
变换器的主要部分包含高频全桥（FB）式逆变器，逆变器由4个超快速IGBT的T1-T4和续流二极管D1-D4组成。高频降压电力变压器TR1的二次绕组，通过快速回复和整流器（D5、D6）与输出滤波器连接，输出滤波器由平波扼流图Lo和电容器Co组成。
变换器按PS PWM进行控制（图5），因而在超前支路中，实现晶体管T1、T4的零电压接通。
藉电容器C1、C4与晶体管T1、T4的并联连接，T1、T4的断开损耗能显著降低。藉金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）Sc与其主体二极管DS及电容CS组成的能量回复箝位电路，在续流（空程）期间使环流很快衰减，实现晶体管T2、T3的零电流切断。电力变压器TR1的漏电感，作用就像T2、T3的接通缓冲器，故其接通损耗很小。
为在空载和短路情况下实现软切换，需要辅助电路。辅助变压器TR2是辅助电路的主要部分。它的原绕组接于逆变器超前支路（晶体管T1、T4）的中点和电容电压分配器（CF1、CF2）的中点之间。变压器TR2应该有一相当大的气隙，以确保足够高的磁化电流，同时能防止铁心饱和。锯齿形波的磁化电流im2，必须保证在晶体管T1、T4的空程时间（图5中的T2—T3期间）分别对电容器C1、C4的充电和放电。正确设计的电容C1、C4和辅助变压器TR2，不仅在轻载下，而且在空载情况下，也能确保晶体管T1、T4的零电压接通。
为实现短路时晶体管T2、T3的零电流切断，需要将电容器C5充电到额定电压值。箝位电路的电容器CS可由整流器GBI充电，GBI是接至辅助变压器TR2的二次绕阻。原边电流的衰减速率及变换器的空载输出电压值，均可通过电力变压器TR1的匝数比来调节。附加的电阻RN是为避免变换器起动时因电容CS充电导致涌（浪电）流。雪崩二极管DZ用以限制横跨CS上的允许最大电压。
在二次侧的有源箝位电路，包含晶体管SC，用于重新调正原边电流。晶体管SC是以双倍切换频率操作的。因利用了无耗能的缓冲电路，降低了晶体管SC的断开损耗，提高了总的效率。
虽然辅助电路，箝位电路和缓冲电路似乎较复杂，但它们很小，而且附加的成本也很低。
3 工作原理
新型软开关变换器在每个半周期内的基本操作，具有9种操作模式，切换的图形及工作波形示于图5。
假定：所有元件和器件均为理想的，每一操作模式的等值电路示于图6。
模式1（T0-T1）：晶体管T1和T2导通，从电源发送的能量经电力变压器TR1、二极管D5及平波扼流圈L0至负载。
假定：电容器CS经电阻RN充电达到的电压，高于输入电源Vin接通时的输出电压V0。
晶体管T1，导通TR1的原边电流ip1和辅助变压器TR2的原边电流ip2；在另一端，晶体管T2仅导通TR1的ip1。
原边电流随斜率的增加而增大
(1)
式中，n1=NS1/Np1——电力变压器的匝数比；Lm1——TR1的磁化电感。
模式2（T1-T2）：晶体管T1在时间T2断开。断开的时间取决于给定的占空因数。在这一间断期间（超前支路的空程时间）内，电容器C1必须充电至Vin，而电容器C4放电至零，此过程中，电流是经变压器TR1和TR2的原绕组流通的。变压器原边和副边的电压呈线性减小至零。辅助变压器TR2的磁化电流im2在时间T1达到其最大值，然后开始下降。
与切换的周期比较，充电时间和放电时间可以忽略，这就是为什么在此间歇期内电流iP1和iP2能假定为恒定的理由。
iP1＝IP1；iP2＝Im2，max (2)
充电和放电时间（Tch=Tdisch）可按下式计算：
(3)
式中，C1=C4=C。
在超前支路的空程时间内（Td1=T1-T2），电容器C4应完全放电（C1完全充电），以防止晶体管T4在随后的接通时过电流。在时间T2未完全放电的电容器C4，因接通时C4放电至晶体管T4，能导致接通损耗的增加，因而，放电时间应小于超前支路的空程时间
tch≤td1 (4)
从这一观点看，超前支路的最坏情况是空载。
(5)
为实现空载时超前支路的零电压切换（ZVS）必须满足这一条件。因为比值VIN/Im2，max恒定，放电或充电时间Tch，no-load与输入电压VIN无关。
为达到ZVS，超前支路的最小空程时间Td1，min应在空载下确定，并按式(5)进行计算。
电容C=C1=C4的值，能按下式确定：
(6)
式中，IC，max——晶体管断开时的最大集电极电流；tf——晶体管的熄灭时间；V01——断开时集电极电流下降到零这一瞬间的集电极-发射极电压值（通常选择V01=VIN/2）——图7。
模式3（T2-T3）：二极管D4在时间T2开始导通，原边电流经过TR1的原绕组、D4和晶体管T2流通。
在T2，开关SC以ZCS（TR1漏电感的影响）接通，因而原边电流减小，并在T2-T3期间达到零。缓冲断开电路的电容Csnubber经过导通的晶体管SC放电（ISN<0）。
由于T2时间开关SC接通，输出整流二极管D5、D6变成反向偏压，结果，在二极管电流iD5和开关电流iSC之间产生换向过程。二极管电流iD5（等于电力变压器的二次电流iS1）的衰减率，从而，已整流的原边电流iP1的衰减率，均可由电力变压器的漏电感LL给出：
(7)
电压VCS愈高，换向时间愈短，对高频应用中显得重要的、短的原边电流衰减时间，尤其在大的输出电流时是不易达到的。藉电力变压器极小的漏电感LL和/或提高电容电压VCS可找到解决方法。
模式4（T3-T4）：由于原边电流减小到零，输出整流器的二极管D5、D6关断。变压器TR1的原边和副边电流均变为零，仅TR1有一小的磁化电流im1经晶体管T2和二极管D4环流。输出电流由电容器CS供给。在间隔期的末端，缓冲断开电路的电容Csnubber必须完全放电。
模式5（T4-T5）：开关SC断开，整流的电压Vd1下降到零，输出电流I0=ISN首先经电容Csnubber续流，因而晶体管SC的断开损耗减小，晶体管电压VSC的上升速率按下式缓慢下降：
(8)
缓冲断开电路的各种耗能的、不耗能的、或回复能量的柘朴结构均能被利用。图8所示为可能的缓冲断开电路其中之一，用于变换器中。
这种情况下，图8缓冲电路的Csnubber=CS1/2=CS2/2。
模式6（T5-T6）：此时电容Csunbber完全充电，电流I0开始经续流二极管D0流过，电容器CS由辅助变压器TR2的副边充电。充电电流iCS的大小由下式给出：
(9)
电容器CS的充电间隔能近似由下式确定：
(10)
模式7（T6-T7）：仅一小的磁化电流im1经TR1的原边绕组、晶体管T2和二极管D4流过。
模式8（T7-T8）：这一期间为晶体管T2和T3切换之间的空程时间，在该间歇期的开始，晶体管T2以ZCS断开，仅小的磁化电流im1被晶体管T2切断，滞后支路的最小空程时间Td2由下式给出：
td2≥trecom (11)
式中trecom为IGBT少数载流子再组合的时间，再组合是由于断开过程中贮存的电荷未能排除所致。
模式9（T8-T9）：因漏电感LL与晶体管串联的结果，晶体管T3以ZCS接通。原边电流iP1随斜率VIN/LL呈线性增加，而输出整流器的电压Vd1仍然为零。
4 控制电路
为获得满意的特性，必须执行一套适当的开关控制方式。变换器的控制框图示于图9。控制电路中包括若干所需的功能，以确保变换器的理想性能。来自电压分配器的电压信号经过滤，并与基准电压VREF进行比较。将误差信号馈送至P1放大器，其输出用以控制一条支路（T1、T4），相对另一支路（T2、T3），在恒频时稳定输出电压的相位移。电流互感器CT1、CT2用于传感整流桥（REC）每一支路中的电流，以便实现各晶体管的过流保护和变换器的电流型控制。
在PWM三相桥式逆变器中，因受所用开关管固有存储时间的影响，开通时间ton往往小于关断时间toff，故很容易发生同桥支路（臂）上、下两中开关管同时导通的短路故障。为了避免这种现象发生，需要设置开关时滞（Switching lag-times）Δt，这就是通常所谓的“死区”，设置死区的目的是保护同桥臂上的一只开关管可靠地关断以后，另一支开关管才能接通。因此，在控制电路的整流桥超前支路中，晶体管T1的关断和晶体管T4的开通之间，引入了适当的开关时滞（空程时间）。
5 试验结果
一个3KW、50kHz的试验模型已经建立，并经过测试以验证其功能。电路的参数如下：1RGPC 50UD2（2个并联），用于逆变器的开关；同轴绕组变压器采用了环形铁心，铁心总的有效面积为39cm2，原边匝数NP=6，副边匝数NS=1；磁化电感LM=2.8mH；漏电感LL=3.4μH；电力变压器的总重量约为4.2kg，该变压器部分地已设计用于更大功率（35KW、100kHz）下。肖特基（Schottky）二极管用于输出整流器；平波扼流圈的电感L0=12μH。在输入电压VIN=300V和输出电压V0=50V下进行了测量；在输出电流约50A和电阻负载下，记录了以下的示波图形。
图10为变换器超前支路中的开关电压VCE1和开关电流ic1。开关（晶体管T1，含二极管D1）在零电压切换（ZVS）下接通。因为支路对称，晶体管T4也处于同一操作条件下。
藉电容器C1、C4（起到无耗能缓冲作用），降低了关断损耗。原边电流iP2，含磁化电流im2，在示波图上显而易见。
图11为变换器滞后支路中，晶体管T2在接通和断开期间的开关电压VCE2和开关电流iC2。T2是在零电流下关断的，如示波图上所见。
图11示波图上还显示了由于电力变压器漏电感引起的接通损耗显著减小。在此情况下，漏电感的作用就像滞后支路上T2的接通缓冲器。
图12为输出负载电流I0=50A时电力变压器TR1的原边电压VP1与电流ip1，在续流期间仅一小的磁化电流经变压器原绕组流过。
因为通常取决于原边电流iP1的C1、C4充放电的电流小，故超前支路的临界情况是在轻载和空载下。我们假定逆变器最大的输出脉冲宽度是在空载下。
按式(5)、式(4)，藉调正恒定的空程时间Td1（死区）和调正最大磁化电流Im2，max，以确保新型变换器中，空载下超前支路的损耗减小，因而，缓冲电容器C1、C4各自的放电或充电，与负载电流无关。这一解决方法的优点是无需传感开关电压。
图13为短路时超前支路中开关管的电压VCE1和电流iC1，磁化电流im2(含反射电流iLa)在开关电流波形中很明显（Im2，max≈4A）。控制电路确保了对最大输出电流的限制，因而电流脉宽很短，接近1μS。晶体管T1在其电压下降到零时接通，这意味着电压下降过程中缓冲电容器C1仍在放电。
对滞后支路，最坏情况是在短路时，图14是对应于变换器的滞后支路。调正脉宽为1μS以后，开关电流下降到零，而在空程期间的时滞Δt约0.5μS。变换器滞后支路的晶体管T2以ZCS断开，仅在通过辅助变压器TR2、利用电容器CS的外部充电才有可能实现。
短路时，电容器CS不能由TR2充电，丧失了外部充电的条件，滞后支路晶体管T2的开关电压VCE2和开关电流iC2示于图15。示波图中不仅出现了不需要的环流，而且关断损耗很大。在某些应用中，例如电焊短路，这种电路工况是频繁出现的，必须力求克服以确保安全。图16所示为新型变换器测定的效率和输出功率之间的关系，最高效率是在满载下超过90%。
6 应用前景
众所周知，电焊是现代电器和工程设备制造工艺中广泛应用的一种连接方式。特点是利用局部加热方法，将工件的接合处加热到熔化状态，冷凝后彼此结合于一体，如常见的电弧焊就是其中之一例。图17为手工电弧焊的简单结线图。
电弧焊的原理是利用焊条与工件短路后产生的电弧热将金属熔化。高温下的熔化金属与熔渣间的冶金反应、还原与净化，从而获得优质焊缝。
电弧焊的适用范围很广，包括内、外、平横、立仰各种位置的焊接；包括碳钢、低合金钢、耐热钢、低温钢和不锈钢，铝及铝合金，铜及铜合金等多种材料的焊接；尤其适用于锅炉、压力容器制造和钢管连接等工程应用。但电弧焊的操作经常处于短路、空载的电路工况，有其工作的特殊性。作为电源，现在已有各种形式的弧焊逆变器，如ZX7系列晶闸管式的，以及WSM系列IGT式的等，但本文所推荐的新型变换器，有充分理由可以认为是未来的最佳选择。
7 结论
利用能量回复的缓冲电路和适当控制的简单辅助电路之组合，可望获得如此结果：新型高频PS PWM FB变换器，在由空载到短路的整个负载电流范围内可实现ZVS和ZCS。所有功率开关是在ZVS和ZCS下操作的，而且在变换器中仅利用了无损元件和辅助电路。关断损耗和导通损耗均显著减少。与原来变换器比较，新型变换器能实现软开关技术，并在全部负载范围内减小循环电流。非常适用于类似电弧焊经常出现短路、空载工况的大功率应用场合。
在优先将IGBT用作功率开关的高电压、大功率（>10KW）应用场合，零电压和零电流切换的变换器非常令人关注和倍受青睐。零电压、零电流切换的脉宽调制变换器，起源于全桥式移相零电压切换（FB-PS-ZVS）的PWM变换器，PS-ZVS PWM变换器在很多场合是经常应用的。由于利用电路的寄生现象，例如电力变压器的漏电感及器件的接点电容，其柘朴结构能允许所有开关器件在零电压切换下操作。然而PS PWM控制的变换器有一缺点：即在空程期间，循环电流会经过电力变压器和切换装置流通（图1）。
循环电流是反射的输出电流与变压器原边磁化电流之和，由于环流、变压器和切换器件的均方根植（平均有效值，RMS）的电流应力，比通常硬切换PWM FB变换器的电流应力更高。为了将环流降低到零，以便实现ZCS，多数采用在电力变压器的副边（二次侧）连接各种缓冲电路、辅助电路与/或箝位电路。为确保电力变压器副边的断开，必须有缓冲电路与/或箝位电路，如图2的简化形式所示。
当变压器的二次电压在续流（空程）期间为零时，通常利用输出整流器的反向偏压可实现断开，其时，输出整流器（D5、D6）反向偏压，变压器二次绕组是开路的。
因此，变压器的原边与副边电流均变成零，在空程期间，仅一小的磁化电流循环，如图3所示，这样，变压器和开关的RMS电流在空程期间明显减小。从而，由于右支路（晶体管T2、T3）转换期间环流最小，变换器右支路实现了近似的ZCS；而由于左支路（晶体管T1、T4）转换期间反射的输出电流（n1.I0=Ip，n1=Ns1/Np1），变换器左支路实现了ZVS。
已经研制开发了若干多少有点复杂的无源和有源缓冲电路与箝位电路，以便解决有关重新调正变压器原边电流的问题，以实现变换器右支路的开关ZCS。上述变换器通常能很好的适应于正常负载和空载，但在短路时，它们不能抑制续流（空程电流），因而产生导通损耗和断开损耗。此外，箝位电压几乎等于或低于输出电压，故输出整流器和箝位电路之间的换向时间稍长，特别是在输出电压低和大电流应用场合，以及电力变压器高的漏电感情况下。为避免这一问题，曾设计了如下的ZVZCS变换器柘朴。加之，对有源二次箝位电路利用一关断缓冲器，箝位开关几乎是在软切换下操作的。
所推荐变换器基本的工作机理，与利用二次有源箝位电路变换器的近似相同，但与后者对比，新型变换器通过一简单的辅助电路，则能实现空载下超前支路的ZVS短路时滞后支路的ZCS。这些辅助电路包含无损元件，且它们对变换器工作无任何不利影响。
2新型变换器的功率电路
图4所示dc/dc变换器，由电容电压分配器，高频逆变器，电力变压器，输出整流器以及输出滤波器等所组成。
变换器的主要部分包含高频全桥（FB）式逆变器，逆变器由4个超快速IGBT的T1-T4和续流二极管D1-D4组成。高频降压电力变压器TR1的二次绕组，通过快速回复和整流器（D5、D6）与输出滤波器连接，输出滤波器由平波扼流图Lo和电容器Co组成。
变换器按PS PWM进行控制（图5），因而在超前支路中，实现晶体管T1、T4的零电压接通。
藉电容器C1、C4与晶体管T1、T4的并联连接，T1、T4的断开损耗能显著降低。藉金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）Sc与其主体二极管DS及电容CS组成的能量回复箝位电路，在续流（空程）期间使环流很快衰减，实现晶体管T2、T3的零电流切断。电力变压器TR1的漏电感，作用就像T2、T3的接通缓冲器，故其接通损耗很小。
为在空载和短路情况下实现软切换，需要辅助电路。辅助变压器TR2是辅助电路的主要部分。它的原绕组接于逆变器超前支路（晶体管T1、T4）的中点和电容电压分配器（CF1、CF2）的中点之间。变压器TR2应该有一相当大的气隙，以确保足够高的磁化电流，同时能防止铁心饱和。锯齿形波的磁化电流im2，必须保证在晶体管T1、T4的空程时间（图5中的T2—T3期间）分别对电容器C1、C4的充电和放电。正确设计的电容C1、C4和辅助变压器TR2，不仅在轻载下，而且在空载情况下，也能确保晶体管T1、T4的零电压接通。
为实现短路时晶体管T2、T3的零电流切断，需要将电容器C5充电到额定电压值。箝位电路的电容器CS可由整流器GBI充电，GBI是接至辅助变压器TR2的二次绕阻。原边电流的衰减速率及变换器的空载输出电压值，均可通过电力变压器TR1的匝数比来调节。附加的电阻RN是为避免变换器起动时因电容CS充电导致涌（浪电）流。雪崩二极管DZ用以限制横跨CS上的允许最大电压。
在二次侧的有源箝位电路，包含晶体管SC，用于重新调正原边电流。晶体管SC是以双倍切换频率操作的。因利用了无耗能的缓冲电路，降低了晶体管SC的断开损耗，提高了总的效率。
虽然辅助电路，箝位电路和缓冲电路似乎较复杂，但它们很小，而且附加的成本也很低。
3 工作原理
新型软开关变换器在每个半周期内的基本操作，具有9种操作模式，切换的图形及工作波形示于图5。
假定：所有元件和器件均为理想的，每一操作模式的等值电路示于图6。
模式1（T0-T1）：晶体管T1和T2导通，从电源发送的能量经电力变压器TR1、二极管D5及平波扼流圈L0至负载。
假定：电容器CS经电阻RN充电达到的电压，高于输入电源Vin接通时的输出电压V0。
晶体管T1，导通TR1的原边电流ip1和辅助变压器TR2的原边电流ip2；在另一端，晶体管T2仅导通TR1的ip1。
原边电流随斜率的增加而增大
(1)
式中，n1=NS1/Np1——电力变压器的匝数比；Lm1——TR1的磁化电感。
模式2（T1-T2）：晶体管T1在时间T2断开。断开的时间取决于给定的占空因数。在这一间断期间（超前支路的空程时间）内，电容器C1必须充电至Vin，而电容器C4放电至零，此过程中，电流是经变压器TR1和TR2的原绕组流通的。变压器原边和副边的电压呈线性减小至零。辅助变压器TR2的磁化电流im2在时间T1达到其最大值，然后开始下降。
与切换的周期比较，充电时间和放电时间可以忽略，这就是为什么在此间歇期内电流iP1和iP2能假定为恒定的理由。
iP1＝IP1；iP2＝Im2，max (2)
充电和放电时间（Tch=Tdisch）可按下式计算：
(3)
式中，C1=C4=C。
在超前支路的空程时间内（Td1=T1-T2），电容器C4应完全放电（C1完全充电），以防止晶体管T4在随后的接通时过电流。在时间T2未完全放电的电容器C4，因接通时C4放电至晶体管T4，能导致接通损耗的增加，因而，放电时间应小于超前支路的空程时间
tch≤td1 (4)
从这一观点看，超前支路的最坏情况是空载。
(5)
为实现空载时超前支路的零电压切换（ZVS）必须满足这一条件。因为比值VIN/Im2，max恒定，放电或充电时间Tch，no-load与输入电压VIN无关。
为达到ZVS，超前支路的最小空程时间Td1，min应在空载下确定，并按式(5)进行计算。
电容C=C1=C4的值，能按下式确定：
(6)
式中，IC，max——晶体管断开时的最大集电极电流；tf——晶体管的熄灭时间；V01——断开时集电极电流下降到零这一瞬间的集电极-发射极电压值（通常选择V01=VIN/2）——图7。
模式3（T2-T3）：二极管D4在时间T2开始导通，原边电流经过TR1的原绕组、D4和晶体管T2流通。
在T2，开关SC以ZCS（TR1漏电感的影响）接通，因而原边电流减小，并在T2-T3期间达到零。缓冲断开电路的电容Csnubber经过导通的晶体管SC放电（ISN<0）。
由于T2时间开关SC接通，输出整流二极管D5、D6变成反向偏压，结果，在二极管电流iD5和开关电流iSC之间产生换向过程。二极管电流iD5（等于电力变压器的二次电流iS1）的衰减率，从而，已整流的原边电流iP1的衰减率，均可由电力变压器的漏电感LL给出：
(7)
电压VCS愈高，换向时间愈短，对高频应用中显得重要的、短的原边电流衰减时间，尤其在大的输出电流时是不易达到的。藉电力变压器极小的漏电感LL和/或提高电容电压VCS可找到解决方法。
模式4（T3-T4）：由于原边电流减小到零，输出整流器的二极管D5、D6关断。变压器TR1的原边和副边电流均变为零，仅TR1有一小的磁化电流im1经晶体管T2和二极管D4环流。输出电流由电容器CS供给。在间隔期的末端，缓冲断开电路的电容Csnubber必须完全放电。
模式5（T4-T5）：开关SC断开，整流的电压Vd1下降到零，输出电流I0=ISN首先经电容Csnubber续流，因而晶体管SC的断开损耗减小，晶体管电压VSC的上升速率按下式缓慢下降：
(8)
缓冲断开电路的各种耗能的、不耗能的、或回复能量的柘朴结构均能被利用。图8所示为可能的缓冲断开电路其中之一，用于变换器中。
这种情况下，图8缓冲电路的Csnubber=CS1/2=CS2/2。
模式6（T5-T6）：此时电容Csunbber完全充电，电流I0开始经续流二极管D0流过，电容器CS由辅助变压器TR2的副边充电。充电电流iCS的大小由下式给出：
(9)
电容器CS的充电间隔能近似由下式确定：
(10)
模式7（T6-T7）：仅一小的磁化电流im1经TR1的原边绕组、晶体管T2和二极管D4流过。
模式8（T7-T8）：这一期间为晶体管T2和T3切换之间的空程时间，在该间歇期的开始，晶体管T2以ZCS断开，仅小的磁化电流im1被晶体管T2切断，滞后支路的最小空程时间Td2由下式给出：
td2≥trecom (11)
式中trecom为IGBT少数载流子再组合的时间，再组合是由于断开过程中贮存的电荷未能排除所致。
模式9（T8-T9）：因漏电感LL与晶体管串联的结果，晶体管T3以ZCS接通。原边电流iP1随斜率VIN/LL呈线性增加，而输出整流器的电压Vd1仍然为零。
4 控制电路
为获得满意的特性，必须执行一套适当的开关控制方式。变换器的控制框图示于图9。控制电路中包括若干所需的功能，以确保变换器的理想性能。来自电压分配器的电压信号经过滤，并与基准电压VREF进行比较。将误差信号馈送至P1放大器，其输出用以控制一条支路（T1、T4），相对另一支路（T2、T3），在恒频时稳定输出电压的相位移。电流互感器CT1、CT2用于传感整流桥（REC）每一支路中的电流，以便实现各晶体管的过流保护和变换器的电流型控制。
在PWM三相桥式逆变器中，因受所用开关管固有存储时间的影响，开通时间ton往往小于关断时间toff，故很容易发生同桥支路（臂）上、下两中开关管同时导通的短路故障。为了避免这种现象发生，需要设置开关时滞（Switching lag-times）Δt，这就是通常所谓的“死区”，设置死区的目的是保护同桥臂上的一只开关管可靠地关断以后，另一支开关管才能接通。因此，在控制电路的整流桥超前支路中，晶体管T1的关断和晶体管T4的开通之间，引入了适当的开关时滞（空程时间）。
5 试验结果
一个3KW、50kHz的试验模型已经建立，并经过测试以验证其功能。电路的参数如下：1RGPC 50UD2（2个并联），用于逆变器的开关；同轴绕组变压器采用了环形铁心，铁心总的有效面积为39cm2，原边匝数NP=6，副边匝数NS=1；磁化电感LM=2.8mH；漏电感LL=3.4μH；电力变压器的总重量约为4.2kg，该变压器部分地已设计用于更大功率（35KW、100kHz）下。肖特基（Schottky）二极管用于输出整流器；平波扼流圈的电感L0=12μH。在输入电压VIN=300V和输出电压V0=50V下进行了测量；在输出电流约50A和电阻负载下，记录了以下的示波图形。
图10为变换器超前支路中的开关电压VCE1和开关电流ic1。开关（晶体管T1，含二极管D1）在零电压切换（ZVS）下接通。因为支路对称，晶体管T4也处于同一操作条件下。
藉电容器C1、C4（起到无耗能缓冲作用），降低了关断损耗。原边电流iP2，含磁化电流im2，在示波图上显而易见。
图11为变换器滞后支路中，晶体管T2在接通和断开期间的开关电压VCE2和开关电流iC2。T2是在零电流下关断的，如示波图上所见。
图11示波图上还显示了由于电力变压器漏电感引起的接通损耗显著减小。在此情况下，漏电感的作用就像滞后支路上T2的接通缓冲器。
图12为输出负载电流I0=50A时电力变压器TR1的原边电压VP1与电流ip1，在续流期间仅一小的磁化电流经变压器原绕组流过。
因为通常取决于原边电流iP1的C1、C4充放电的电流小，故超前支路的临界情况是在轻载和空载下。我们假定逆变器最大的输出脉冲宽度是在空载下。
按式(5)、式(4)，藉调正恒定的空程时间Td1（死区）和调正最大磁化电流Im2，max，以确保新型变换器中，空载下超前支路的损耗减小，因而，缓冲电容器C1、C4各自的放电或充电，与负载电流无关。这一解决方法的优点是无需传感开关电压。
图13为短路时超前支路中开关管的电压VCE1和电流iC1，磁化电流im2(含反射电流iLa)在开关电流波形中很明显（Im2，max≈4A）。控制电路确保了对最大输出电流的限制，因而电流脉宽很短，接近1μS。晶体管T1在其电压下降到零时接通，这意味着电压下降过程中缓冲电容器C1仍在放电。
对滞后支路，最坏情况是在短路时，图14是对应于变换器的滞后支路。调正脉宽为1μS以后，开关电流下降到零，而在空程期间的时滞Δt约0.5μS。变换器滞后支路的晶体管T2以ZCS断开，仅在通过辅助变压器TR2、利用电容器CS的外部充电才有可能实现。
短路时，电容器CS不能由TR2充电，丧失了外部充电的条件，滞后支路晶体管T2的开关电压VCE2和开关电流iC2示于图15。示波图中不仅出现了不需要的环流，而且关断损耗很大。在某些应用中，例如电焊短路，这种电路工况是频繁出现的，必须力求克服以确保安全。图16所示为新型变换器测定的效率和输出功率之间的关系，最高效率是在满载下超过90%。
6 应用前景
众所周知，电焊是现代电器和工程设备制造工艺中广泛应用的一种连接方式。特点是利用局部加热方法，将工件的接合处加热到熔化状态，冷凝后彼此结合于一体，如常见的电弧焊就是其中之一例。图17为手工电弧焊的简单结线图。
电弧焊的原理是利用焊条与工件短路后产生的电弧热将金属熔化。高温下的熔化金属与熔渣间的冶金反应、还原与净化，从而获得优质焊缝。
电弧焊的适用范围很广，包括内、外、平横、立仰各种位置的焊接；包括碳钢、低合金钢、耐热钢、低温钢和不锈钢，铝及铝合金，铜及铜合金等多种材料的焊接；尤其适用于锅炉、压力容器制造和钢管连接等工程应用。但电弧焊的操作经常处于短路、空载的电路工况，有其工作的特殊性。作为电源，现在已有各种形式的弧焊逆变器，如ZX7系列晶闸管式的，以及WSM系列IGT式的等，但本文所推荐的新型变换器，有充分理由可以认为是未来的最佳选择。
7 结论
利用能量回复的缓冲电路和适当控制的简单辅助电路之组合，可望获得如此结果：新型高频PS PWM FB变换器，在由空载到短路的整个负载电流范围内可实现ZVS和ZCS。所有功率开关是在ZVS和ZCS下操作的，而且在变换器中仅利用了无损元件和辅助电路。关断损耗和导通损耗均显著减少。与原来变换器比较，新型变换器能实现软开关技术，并在全部负载范围内减小循环电流。非常适用于类似电弧焊经常出现短路、空载工况的大功率应用场合。
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