1 引言
为了满足对开关电源输出功率和功率密度的更高需求，多通道并联技术获得广泛的关注。以电压调整模块 VRM 为代表，多通道并联技术减小输入输出电流纹波，提高电源的效率、动态性能、功率密度和有利于模块封装和热管理等[1]。对隔离变换器而言，功率磁性元件如变压器、电感等由于其固有的电磁理论基础和工作特点，影响着电源模块的外观尺寸和电气性能。以反激变换器为例，变压器作为关键的元器件，承担了变压器能量传递和电感器储能滤波双重功能，其电气参数和工作特点直接反映了变换器的整体性能。目前，反激变换器普遍应用在中小功率场合。为了进一步提高反激变换器的功率传输能力，交错并联反激变换器逐渐的被采用[2]。本文以反激变换器为基础，提出多通道并联反激变换器的磁集成技术，对其工作特点进行分析；说明磁集成技术对反激变压器线圈损耗影响的机理；磁集成对铁心工作性能的影响。因此，本文首先在第二部分介绍反激变压器线圈损耗机理[3，4]和通道并联耦合电感电流谐波特点。在第三部分提出了两通道并联磁集成反激变换器，对其工作特点进行阐述，并对多通道磁集成进行仿真分析。第四部分进行实验分析和验证。
2 反激变压器线圈损耗机理和并联通道电感耦合性能分析
2.1 反激变压器线圈损耗机理
反激变压器（图 1）有别于传统的正激式变压器最为显著的特点是原副电流交替工作的特点，如图 2 所示。当原边开关管 S 导通，变压器原边流过电流，副边二极管 D 截止，变压器副边没有电流；反之，当原边开关管 S 关断，变压器原边没有电流，副边二极管 D 导通，变压器副边流过电流。因此，变压器线圈损耗不能简单地采用 Dowell 等效一维模型[6]获得。文献[3]作者把线圈原副边电流波形（ip 和 is）分解成变压器分量（ip_Tx 和 is_Tx）和电感器分量（ip_Lm 和 is_Lm），如图 2 所示，提出了变压器分量和电感器分量的正交性。从而，反激变压器线圈损耗可分成两部分，即变压器损耗和电感器损耗。通过这样的损耗分离，便于人们结合反激变压器的实际工作情况和变压器电感器双重功能来认识其线圈的损耗。
在变压器分量电流中，原边电流 ip_Tx 和副边电流 is_Tx 可进一步分解为直流分量（Ip_dc 和 Is_dc）和谐波分量。对直流分量而言，原副边幅值呈线圈匝比关系，但相位相同，这样总的直流磁动势大部分叠加在气隙上，在铁心内部构成了直流偏磁。由于直流和交流的正交性，使得在变压器线圈直流分量损耗可独立进行，且直流分量不影响线圈交流损耗计算。对谐波分量而言，原副边电流的谐波分量之间与传统的变压器那样始终存在着 180°的相位差且幅值呈匝比关系，因此，在线圈窗口内磁场自身得到平衡。变压器谐波分量损耗和传统的正激变压器的分析是一样，首先对变压器分量进行分解，得到各次谐波交流电流成分，进而分别求得各次谐波电流下的线圈损耗[7]。直流线圈损耗和各次谐波线圈损耗之和构成了反激变压器的变压器损耗。
电感器分量损耗也可以根据线圈在各次谐波下的损耗之和得到。因为反激变压器充当着电感器的功能，在磁路上需保证磁通的连续性，体现在电路上电流的连续性。不同的是，原边电流 ip_Lm 和副边电流 is_Lm 的谐波幅值没有始终呈现匝比关系，其所构成的磁场未能在线圈窗口内得到平衡，原副边线圈电流产生的的磁动势就会叠加在磁路气隙上形成扩散磁通，这一点和普通的带有集中气隙的电感器是相似的。由于气隙扩散磁通的存在和线圈窗口内部磁通的不规则分布，给一维模型求解线圈交流损耗带来极大的困难。但可以如文献[3]把电感器分量损耗进一步细分为旁路磁通损耗和扩散磁通损耗，也可以通过有限元仿真获得较准确的数值。在此，由电感器分量产生的线圈损耗称为反激变压器的电感器损耗。
文献[4]进一步对反激变压器的线圈损耗机理做了细致的阐述，回顾评价了目前存在的各种针对反激变压器线圈损耗的模型和设计理念，根据线圈损耗的正交模型具体指出了相关的设计考虑，以实现对反激变压器线圈损耗的优化。　
2.2 并联通道耦合电感性能分析
传统的电压调整模块（VRM）由多通道并联 Buck 变换器并联组成。输出电感的大小直接影响了电路的稳态性能和动态性能。当输出电感较大时，通道电流纹波较小，效率较高，但动态响应速度下降；反之，当输出电感较小时，通道电流纹波较大，效率下降，但动态响应速度提高。因此，输出电感的选择必须兼顾效率和动态的考虑。文献[5]提出了多通道并联输出电感反向耦合在电压调整模块中的应用，有效的改善了电源效率和动态性能，如图 3a 所示。考虑到通道 1 电流 i1 进 L1 同名端，而通道 2 电流 i2 出 L2 同名端，更加符合变压器实际的工作模式，因此本文采用变压器模型来分析磁性元件的参数的影响，如图 3b 所示，Lm 为激磁电感，Lk 为在各通道的漏电感。参照文献[5]的分析结果可知，通道漏感 Lk 的大小决定了电源的动态性能，而稳态性能和占空比、激磁电感、漏感等有关。当输入电压 Vin=12V，输出电压 Vo=1.2V，开关频率 f=1MHz，通道上的漏电感 Lk=50nH。保证相同的动态性能，即相同的漏电感，在不同的激磁电感下的电路波形如图 4 所示，其中图 4(a)(b)(c) 分别表示 Lm 为 10nH，50nH，250nH 下的通道电流波形 i1，i2 和总的输出电流波形 io。由图可知，在相同的通道漏感下，激磁电感 Lm 越大，通道电流纹波越小并趋于相同；但激磁电感的大小不影响总的输出电流纹波。考虑到激磁电感对通道电流的影响，本文以激磁电感和漏感的比值为性能因子来衡量电路性能，即β=Lm/Lk。相比于不耦合时电流纹波的大小，可以由式 (1) 表示，同时表示于图 5。当性能因子β增加，通道电流迅速下降，而后平缓地趋于常数 0.444。
(1)
　
耦合电感减小通道电流纹波的特点可以通过频域的角度加以分析。与两通道不耦合时，占空比 D=0.1，电感电流纹波峰峰值为 1A 相比较，图 6 列出了不同性能因子下的电流谐波分解情况。从图 6 可以看出，随着β值的增加，奇次谐波明显下降；偶次谐波保持不变。另外，对于占空比趋于 0.5 的应用场合，电流的偶次分量趋于 0，而只有奇次谐波，则此时耦合电感减少电流的纹波作用就更加明显。
一般来讲，对于交错并联多通道的应用场合，通道电流的谐波分量中，通道数对应的谐波分量保持不变，而其他次谐波随着耦合的增加而减少。
3 多通道并联磁集成反激变换器
在反激变压器的线圈损耗优化中，更多的需要考虑气隙的扩散磁通带来的损耗。根据第二部分我们对反激变压器线圈损耗机理的分析，可以发现变压器分量构成的磁场在原副边线圈间平衡，而气隙磁通引起的扩散损耗源于电感器分量所构成的交变磁场。结合通道间电感耦合减小电流谐波的特性，本文提出多通道并联反激变换器的磁集成以改善磁件损耗，如图 7 所示。相同通道的变压器原副边绕组绕在相同磁柱上，图 7 中 EE 型铁心的各磁柱的磁通分别为Φ1，Φ2，Φ0。
3.1 交流特性分析
并联磁集成反激变换器在一个工作周期内可以分成四个阶段，如图 8 所示，其中实线为磁集成并联变换器的工作波形，虚线波形表示分立并联变换器工作波形。
第一阶段[t0~t1]：第一原边开关 S1 导通，第一原边绕组 Pri1 流过 ip1，相对应的第一副边二极管 D1 反偏截止，磁通 Φ1 由输入电压决定。第二原边开关 S2 此时处于关断状态，而其对应的第二副边二极管 D2 导通，磁通Φ2 由输出电压决定。中柱磁通 Φ0 可以通过磁通连续性获得。这个阶段可列出交流磁通的表达式如式 (2)：

(2)

参考文献
[1] Xunwei Zhou， Xingzhu Zhang， Jiangang Liu， etal.， “Investigation of Candidate VRM Topologies for Future Microprocessors，” IEEE APEC'98， pp. 145-150， 1998.