软开关电源中一体化高频磁性元件设计
2010-03-12 16:06:21
来源：《磁性元件与电源》2010年3月刊
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0 引言
我们知道在软开关串联谐振电源中谐振电感是不可缺少的元件，但高功率电源中谐振电感量通常较小而电感两端电压较高，给设计带来一定难度。通常要满足小电感量就希望匝数较少，而较少的匝数就无法满足电感两端高电压要求。所以该类谐振电感通常在优先满足电压前提下，通过增加气隙来实现小电感量要求，或采用空心线圈做谐振电感。较大气隙的电感和空心线圈会带来绕组附加损耗增大和较高的电磁干扰。所以小电感量高压谐振电感是设计中的难点。而新型高功率磁集成技术，通过精确计算高频变压器的漏感，调整结构参数满足谐振电感量的要求。由于是利用高频变压器自身漏感做谐振电感，所以磁芯元件没有气隙。和传统的分立元件相比，新型高功率磁集成技术具有较小的附加损耗和较低的电磁干扰。且高频变压器与谐振电感集成使体积重量都相应减少了。
1 高压电源设计方案
某高压大功率电源要求输出20kV输出功率100kW，高压电源采用3台逆变器分机如图1。单台分机功率33.3kW，拓扑结构选用全桥形式，变换器分机内的主功率器件选用大功率IGBT管，控制采用相移调制方式，实现功率开关管的零电压开通与关断，减小了开关器件的损耗。既提高了电源效率，又增强了电源工作的可靠性。我们通过试验研制了一种运用高频变压器漏感与电容谐振，满足谐振频率的新型集成高频磁性元件。满足高压电源技术指标。
2 高压电源的技术要求
输入电压：交流50Hz，三相四线380V±10%；
输出功率：100kW；
输出电压：-20kV；
电源效率：≥90%（在满载的情况下）；
纹波：≤7×10-4
3 谐振电感量计算
假定电源的效率为90%，则电源总输入功率：
P0=100kW/0.9≈111kW (1)
单台分机的输入功率：
P1=111kW/3≈37kW (2)
谐振电流IR平均值由下式决定：
IR=P1/VD (3)
式中：VD为直流电压
谐振元件L、C决定了谐振频率及输出功率，值由下面方程得出：
(4)
(5)
式中：F为谐振频率
经计算得谐振电感为30μH，谐振电容为2μF。
4 一体化磁芯元件设计
要求单台37KVA隔离20kV直流的高频变压器输入电压485V，输出电压6700V/6A，频率20kHz，漏感30μH，分布电容小于15nF。
我们选用2付UU120铁氧体磁芯截面24cm2
初级匝数
(6)
式中，U为输入电压，V；τ为开通时间，μs；Bm为工作磁通密度，Gs；Sc为磁芯截面，cm2。
5 一体化磁芯元件结构形式
为利用变压器漏感做谐振电感故采用单臂结构以增大高频变压器漏感。结构形式如图2
6 变压器漏感分析与设计：
为便于分析我们根据磁场能量决定于磁场强度的空间分布这一基本原理得式(7)[1]
(7)
式中H为磁场强度、V为磁场分布空间的体积
根据式(7)我们得
初级磁能
(8)
同理得次级磁能
(9)
初次级间磁能
(10)
因为输入的漏感能量应等于磁场的总能量[2]
(11)
代入式中得：
(μＨ) (12)
式中hw为绕组高度(cm)，l1m为初级绕组周长(cm)，l2m为次级绕组周长(cm)，l3m为初次级间绕组周长(cm)，σ1为初级绕组厚度(cm)，σ2为次级绕组厚度(cm)，σ12为初次级之间厚度(cm)，μ0为空气磁导率μ0=4π×10-3μH/cm
7 变压器漏感计算
把结构参数σ1=1.2cm、σ2=1.7cm、σ12=1.0cm、hw=15.7cm、l1m=35cm、l2m=51cm、l12m=39cm代入式(12)得
Ls=28.89μh，考虑引线影响此电感可满足谐振频率要求。
所以只需调节初级匝数N1和调节磁芯元件的结构尺寸，就可设计出满足谐振频率要求得电感量。
8 高频变压器分布电容设计
在低压高功率场合，因分布电容中储存的电场能量CU 2与漏感中储存的磁场能量LI 2相对较小，因而分布电容的可以忽略，但在高压高功率的场合，分布电容储能与漏感存储的能量相当，甚至更大，此时分布电容的影响不可忽略[3]。我们知道两金属导体之间只要有电位差他们之间就存在电容，如果这两金属之间电位处处相等这样的电容称为静态电容，一般电容器的电容就是静态电容。则两金属导体之间的总电能为：
W=CU 2 (13)
如果这两金属导体电位差改变，则导致储能改变结果电容也随之改变，在高频变压器中，绕组的匝间、同一绕组的上下层之间、绕组对铁心以及绕组对屏蔽层之间沿某一线长度方向的电位分布是变化的（如图4）[4]。
(14)
Ux为层间在高度为ｘ处的电位差(V)
UL为层间在低压端的电位差(V)
Uh为层间在高压端的电位差(V)
这样形成的电容就称为分布电容。
于是存储在宽度为lm(cm)，导体间距为s(cm)和高度为dx的单元中的电场能量为
(15)
(16)
(17)
代入式(14)
(18)
(19)
(20)
(21)
Cd为分布电容(PF)
Co为静态电容(PF)
Up为初级电压(PF)
当绕组采用分段绕时（M段），一方面静电容Co'为Co的1/M，另方面绕组分为M段后，层间电位差降低为不分段的1/M，则每段归算到初级Up的两端分布电容为图5电位差带入式(21)得每段每层的分布电容为
(22)
N层的总分布电容为
(23)
则M段的总分布电容为
(24)
可见分M段后分布电容降低为不分段[5]
我们把高频变压器次级分为4段。每段7层，每层垫 为3.5厚度为0.1mm绝缘，每层电压239V参数带入式(24)和式(20)，则变压器次级分布电容为C2d=3nF，由于初次级之间绝缘10mm，初次级间分布电容相比次级分布电容可以忽略不计。初级由于采用铜皮卷绕，每层垫εr为3.5厚度为0.1mm，因此分布电容等于静态电容C1d=4.8nF，所以变压器总分布电容为Cd=7.8nF，满足技术指标要求。
9 试验结果
实测漏感在1kHz时漏感为30uh与设计非常接近。测分布电容C为10nF（测量与计算有一定误差）但都满足设计要求。
10 结论
传统高频谐振电感设计由于存在较大气隙导致线圈上涡流损耗增大，引起气隙附近导线发热严重，采用该方案后由于变压器不采用气隙，所以大大降低了导线上的附加损耗。最后做成的样机经过测试，性能指标如下：
输出电压：-20kV
输出功率：105kW
效率：94.3％
纹波（频率约120kHz）幅值： 7×10-4
输出电流波形如图6，电压波形如图7，电路性能满足了我们的技术要求。我们初步在某雷达发射机上进行了试验。各项性能指标满足设计要求。
参考文献
[1] 杜贵平， 黄石生， 毛鹏军等 高频功率变压器激磁电感及漏感的理论分析 [J] 电焊机 2002.32(7) 13-14
[2] 赵修科， 开关电源中磁性元器件[M]沈阳 辽宁科学技术出版社 2002年8月
我们知道在软开关串联谐振电源中谐振电感是不可缺少的元件，但高功率电源中谐振电感量通常较小而电感两端电压较高，给设计带来一定难度。通常要满足小电感量就希望匝数较少，而较少的匝数就无法满足电感两端高电压要求。所以该类谐振电感通常在优先满足电压前提下，通过增加气隙来实现小电感量要求，或采用空心线圈做谐振电感。较大气隙的电感和空心线圈会带来绕组附加损耗增大和较高的电磁干扰。所以小电感量高压谐振电感是设计中的难点。而新型高功率磁集成技术，通过精确计算高频变压器的漏感，调整结构参数满足谐振电感量的要求。由于是利用高频变压器自身漏感做谐振电感，所以磁芯元件没有气隙。和传统的分立元件相比，新型高功率磁集成技术具有较小的附加损耗和较低的电磁干扰。且高频变压器与谐振电感集成使体积重量都相应减少了。
1 高压电源设计方案
某高压大功率电源要求输出20kV输出功率100kW，高压电源采用3台逆变器分机如图1。单台分机功率33.3kW，拓扑结构选用全桥形式，变换器分机内的主功率器件选用大功率IGBT管，控制采用相移调制方式，实现功率开关管的零电压开通与关断，减小了开关器件的损耗。既提高了电源效率，又增强了电源工作的可靠性。我们通过试验研制了一种运用高频变压器漏感与电容谐振，满足谐振频率的新型集成高频磁性元件。满足高压电源技术指标。
2 高压电源的技术要求
输入电压：交流50Hz，三相四线380V±10%；
输出功率：100kW；
输出电压：-20kV；
电源效率：≥90%（在满载的情况下）；
纹波：≤7×10-4
3 谐振电感量计算
假定电源的效率为90%，则电源总输入功率：
P0=100kW/0.9≈111kW (1)
单台分机的输入功率：
P1=111kW/3≈37kW (2)
谐振电流IR平均值由下式决定：
IR=P1/VD (3)
式中：VD为直流电压
谐振元件L、C决定了谐振频率及输出功率，值由下面方程得出：
(4)
(5)
式中：F为谐振频率
经计算得谐振电感为30μH，谐振电容为2μF。
4 一体化磁芯元件设计
要求单台37KVA隔离20kV直流的高频变压器输入电压485V，输出电压6700V/6A，频率20kHz，漏感30μH，分布电容小于15nF。
我们选用2付UU120铁氧体磁芯截面24cm2
初级匝数
(6)
式中，U为输入电压，V；τ为开通时间，μs；Bm为工作磁通密度，Gs；Sc为磁芯截面，cm2。
5 一体化磁芯元件结构形式
为利用变压器漏感做谐振电感故采用单臂结构以增大高频变压器漏感。结构形式如图2
6 变压器漏感分析与设计：
为便于分析我们根据磁场能量决定于磁场强度的空间分布这一基本原理得式(7)[1]
(7)
式中H为磁场强度、V为磁场分布空间的体积
根据式(7)我们得
初级磁能
(8)
同理得次级磁能
(9)
初次级间磁能
(10)
因为输入的漏感能量应等于磁场的总能量[2]
(11)
代入式中得：
(μＨ) (12)
式中hw为绕组高度(cm)，l1m为初级绕组周长(cm)，l2m为次级绕组周长(cm)，l3m为初次级间绕组周长(cm)，σ1为初级绕组厚度(cm)，σ2为次级绕组厚度(cm)，σ12为初次级之间厚度(cm)，μ0为空气磁导率μ0=4π×10-3μH/cm
7 变压器漏感计算
把结构参数σ1=1.2cm、σ2=1.7cm、σ12=1.0cm、hw=15.7cm、l1m=35cm、l2m=51cm、l12m=39cm代入式(12)得
Ls=28.89μh，考虑引线影响此电感可满足谐振频率要求。
所以只需调节初级匝数N1和调节磁芯元件的结构尺寸，就可设计出满足谐振频率要求得电感量。
8 高频变压器分布电容设计
在低压高功率场合，因分布电容中储存的电场能量CU 2与漏感中储存的磁场能量LI 2相对较小，因而分布电容的可以忽略，但在高压高功率的场合，分布电容储能与漏感存储的能量相当，甚至更大，此时分布电容的影响不可忽略[3]。我们知道两金属导体之间只要有电位差他们之间就存在电容，如果这两金属之间电位处处相等这样的电容称为静态电容，一般电容器的电容就是静态电容。则两金属导体之间的总电能为：
W=CU 2 (13)
如果这两金属导体电位差改变，则导致储能改变结果电容也随之改变，在高频变压器中，绕组的匝间、同一绕组的上下层之间、绕组对铁心以及绕组对屏蔽层之间沿某一线长度方向的电位分布是变化的（如图4）[4]。
(14)
Ux为层间在高度为ｘ处的电位差(V)
UL为层间在低压端的电位差(V)
Uh为层间在高压端的电位差(V)
这样形成的电容就称为分布电容。
于是存储在宽度为lm(cm)，导体间距为s(cm)和高度为dx的单元中的电场能量为
(15)
(16)
(17)
代入式(14)
(18)
(19)
(20)
(21)
Cd为分布电容(PF)
Co为静态电容(PF)
Up为初级电压(PF)
当绕组采用分段绕时（M段），一方面静电容Co'为Co的1/M，另方面绕组分为M段后，层间电位差降低为不分段的1/M，则每段归算到初级Up的两端分布电容为图5电位差带入式(21)得每段每层的分布电容为
(22)
N层的总分布电容为
(23)
则M段的总分布电容为
(24)
可见分M段后分布电容降低为不分段[5]
我们把高频变压器次级分为4段。每段7层，每层垫 为3.5厚度为0.1mm绝缘，每层电压239V参数带入式(24)和式(20)，则变压器次级分布电容为C2d=3nF，由于初次级之间绝缘10mm，初次级间分布电容相比次级分布电容可以忽略不计。初级由于采用铜皮卷绕，每层垫εr为3.5厚度为0.1mm，因此分布电容等于静态电容C1d=4.8nF，所以变压器总分布电容为Cd=7.8nF，满足技术指标要求。
9 试验结果
实测漏感在1kHz时漏感为30uh与设计非常接近。测分布电容C为10nF（测量与计算有一定误差）但都满足设计要求。
10 结论
传统高频谐振电感设计由于存在较大气隙导致线圈上涡流损耗增大，引起气隙附近导线发热严重，采用该方案后由于变压器不采用气隙，所以大大降低了导线上的附加损耗。最后做成的样机经过测试，性能指标如下：
输出电压：-20kV
输出功率：105kW
效率：94.3％
纹波（频率约120kHz）幅值： 7×10-4
输出电流波形如图6，电压波形如图7，电路性能满足了我们的技术要求。我们初步在某雷达发射机上进行了试验。各项性能指标满足设计要求。
参考文献
[1] 杜贵平， 黄石生， 毛鹏军等 高频功率变压器激磁电感及漏感的理论分析 [J] 电焊机 2002.32(7) 13-14
[2] 赵修科， 开关电源中磁性元器件[M]沈阳 辽宁科学技术出版社 2002年8月
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