高频功率变换已经建立起两种工业标准，并且已被证明它们是典型的优良设计方案。对于不同的应用场合，存在许多类型的有利的技术解决方案。然而，如果要求输出功率超过100kW电平，则情况就不是那么清晰了。但工作在低于千瓦级功率电平并不优秀的解决方案可以成功地递增到100kW或更高的输出功率电平。
每一种高功率变换器的“核心部件”是电源逆变器，它们建立在半导体开关——通常为IGBTs的基础上。现代低功率IGBTs是高速的，并可以可靠地工作在硬开关模式中。然而，高功率IGBTs的变换速度则大大地减缓了，而且，由于存在严重的寄生尾随脉冲电流，它们不能被立即断开。对于工作在高频的场合，它们是第一位的“危害物”。零电压开关模式(ZVS)消除了接通损耗，但是，联系着损耗的很有危害的关断应力仍然会表现出来。遗憾的是，目前还没有技术方案可以圆满地消除调节直流输出变换器有关的尾随脉冲电流问题。然而，减小有害的尾随脉冲电流的影响，以达到可接受的电平是可能的。
在此，人们提出了一种很有希望的解决问题的方案，据介绍，它被称之为CLC逆变器，因为它是建立在由整流器负载的谐振CLC Π 型滤波器基础上的。CLC逆变器的主要概念来自谐振半桥逆变器。它们被广泛地应用于电子镇流器和感应加热器中。图1所示为这种类型逆变器的简化图解。
图1示出了基本的谐振半桥逆变器电路。图中C1是直流间隙电容器，而C2、L1和C3组成负载——阻抗匹配的谐振CLC-Π型滤波器。这种类型的逆变器必须工作在零电压开关(ZVS)模式；另一方面，能量储存在C2可以破坏电源开关。由于低的dv/dt是在开关断开之后跨接到IGBTs两端，所以IGBT断开时的开关损耗转移的峰值功率戏剧性地减少了。输入滤波电容器C2作为很有效工作的缓冲器，减小了IGBT集电极电压的上升速度。例如，典型的300A、1200V尾随脉冲电流高速IGBT的衰减速率随200ns（纳秒）~500ns的时间常数按接近于指数规律进行。因此，如果缓冲电容器缓慢地降低IGBT电压的上升时间到3微秒，则除了缓冲电容器以外，总的IGBT关断时的能量损耗变为低于原损耗的3至5倍。
峰值输出交流电压对负载电压较低——等于或高于总线电压时是很重要的问题。因此，实质上它们是反激升压拓扑。这种类型的逆变器在具有适合的匹配负载时，清除了正弦波交流功率后，很容易产生几千瓦级的功率。零电压接通和很软的断开保证了IGBT工作在50kHz或更高频率时的高效率和高可靠性。
尽管事实上这类逆变器是原始设计并广泛应用于交流输出电源，它们也可以成功地适配于现有的直流电源。该直流输出CLC逆变器可以工作在半桥或全桥配置的任何一类。图2示出了全桥CLC逆变器。CLC-Π 型滤波器间接地由缓冲电容器C1到C4、谐振电感器Lres和谐振电容器Cres组成的，跨接到桥式整流器输入端。为了简化起见，输出变压器虽然在实际的电路中始终是存在的，但在图2中没有示出。
在电阻RLoad上的直流输出电压是反射到电源变压器初级绕组的实际上真正的输出电压（即除变压器匝比的电压）；谐振电容器Cres的值也是乘匝比平方被反射到变压器初级侧的。
输出电压可以超过总线电压；因此，这种拓扑直观上是反激升压式。同时，在反射输出电压等于总线电压时，获得了最佳的功率变换效率。
这些类型的逆变器可以工作在不同的控制模式（算法）之下。最简单的和直观上最容易理解的工作模式是固定的失效时间(FDT—Fixed-dead-time)可变频模式。在这种工作模式下，IGBTs用上述的失效时间方法激励（即是所有的IGBTs被断开）是固定的。它们真正的满意值是4μs到5μs。而且，它们可以按时（Q1和Q4与Q2和Q3一样是被同时激励）在一些确定的最大值平台内变化（例如，从21μs到一些最小值诸如6μs）。因此，开关频率不是恒定的；它从20kHz到50kHz变化的正常时间内工作。Π型滤波器的元件值必须在零电压开关(ZVS)状态和在开关频率的整个范围内正确地选择。幸运的是，这是可能的，但要有一些限制，对此，下面将进一步作出解释。
改变开关频率和保持失效时间恒定是控制输出功率的简单手段。开关频率越高，谐振电感器Lres的阻抗越高，而谐振电容器Cres的阻抗越低。这意味着通过提高开关频率，输出功率被降低了，反之亦然。反射到变压器初级侧的输出电压可能超过总线电压吗？这对于任何PWM拓扑都是办不到的。这种控制方法对标准的固定频率PWM控制是优良的方案，但它们不适合工作在谐振模式的逆变器中。同时，对于实现CLC逆变器的所有优点，FDT控制方法则不具备足够的灵活性。
逆变器电路的仿真是采用由俄罗斯开发的称之为“虚样机”(virtual prototype)的专用工具包(special tool kit)进行的（见图3所示）。虚样机加速和改进了复杂系统的研发和设计过程。和SPICE型仿真工具不同，这种方法不能容忍多重的限制。“虚样机”是非常逼真的，因为它包括了所有的部件和真实系统工作的缩影，而不是完整系统一小部分的简单模拟。基于该实际的复杂系统工作中的所有电气、磁性、热性能、机械性能和其它物理现象都可以有组织地包括在虚样机中，采用该工具十多年来，证实了它在功率变换器电路仿真设计中的效率，因为其获得的结果对于实际的样机始终是很准确的——包括具有代表性的测量精度在内。
固定失效时间控制电路是相对简单明了的，但它们没有考虑在此作详细叙述。它由噪声消除控制逻辑电路、按比例地集成的误差放大器和电压—频率关系变换器组成。最小的误差放大器输出电压能即时满足最大IGBT的要求，反之亦然。选择的总线电压是650Vdc，它被整流变成为三相480Vac，表1列出了该型逆变器的参数和所采用的元件量值。
表 1  仿真电路参数
直流(DC)总线电压 650V
最小负载电阻（满功率） 4Ω
最大负载电阻（满功率的33%） 12Ω
谐振电感器Lres（包括变压器的漏电感值） 20μH
谐振电容器Cres（反射到变压器初级侧） 0.8μF
总线电容器Cbus 200μF
负载滤波器电容器CF（反射到变压器初级侧） 400μF
总线滤波器电感器Lf 100μH
IGBT并联缓冲电容器C1…C4 0.47μF
IGBT的电压跌落（在低电流时） 1.2V
IGBT寄生串联电阻 10mΩ
IGBT脉冲尾随电流衰减时间常数 200ns
最小IGBT即时响应时间（开关频率为50kHz） 6μs
最大IGBT即时响应时间（开关频率为20kHz） 21μs
IGBT固定失效时间 4μs

逆变器工作的开关频率是22kHz，该频率高于它的最低频率20kHz，但低于其最高频率50kHz，这就意味着输出电压停留在调整范围内。IGBT工作的峰值电流不超过260A，并且具有理想的平坦顶部。由于滞后的电压施加在缓冲电容器上，IBGT的开关损耗仅仅是目前逆变器总损耗的12%。现实的逆变器效率是极高的，可以达到99%的水平。IGBT的起动峰值电流像短路输出电流一样，几乎高出一倍并可以超过500A。虽然这个电流值对于额定值为300A的IGBT模块是安全的，但软起动和过电流保护还是必需要的。软起动可以靠总线电压缓慢地升高或靠起动逆变器工作在最高开关频率。前者是很好的方法，但需要用SCR基相控制线电压整流器。
这种逆变器可以成功地工作在减小输出功率时，因为其输出电压仍在整节范围中——甚至是在满负荷的30%。断开负载工作对于逆变器是安全的，但其输出电压将从调整中取得。如果Lres-Cres的谐振频率从39kHz下降到30kHz，甚至在断开负载的状态下（电容器组负荷模式），它可以稳定在调整范围内。但是，它略微牺牲了满负载时的工作效率（见表2）。
图 4 所示为轻负载工作时的波形，而在表 3 中指出了仿真试验的结果。
目前所用的开关频率是46kHz，它仍在调整范围内。谐振电感器电流波形是闭合的正弦波。总的IGBT功率损耗被减小了35%，但开关损耗占据了总损耗的39%。综合结果是：TGBT总的功率损耗并不与逆变器的输出功率成正比，这说明谐振电容器Cres工作的高交流电压，大约是工作在46kHz时峰—峰直流输出电压的两倍。云母是这种电容器最佳的介质材料。
IGBT开关损耗非常依赖缓冲电容器（C1到C4）的量值。电容值越高，开关损耗越低。但是，如果缓冲电容器的