1 引言
有源箝位变压器调整技术提供了覆盖传统单端调整技术在内的许多非常有用的信息，包括主MOSFET低的电压应力、零电压开关能力、降低电磁干扰(EMI)和超过50%的工作占空系数。虽然单端正激变换器采用有源箝位是不可否定的最流行的电源拓扑，但其同样的优点也可以应用于反激式变换器。
许多出版物比较过包括广泛采用RCD箝位的有源箝位、第三绕组箝位和谐振调整技术在内的性能优点。但是，为了获得最佳的系统电路性能，对如何最佳应用有源箝位技术还需要按使用要求考虑一些特殊设计。
在所有关于有源箝位技术的文章中，可以看到箝位电路不是应用于高边直接跨接在变压器的初级绕组的两端就是用于低边直接跨接于主MOSFET开关的漏极到源极之间。甚至更有意思的是，许多文章的作者似乎同样地按其应用划分为高边调整技术或低边调整技术，这被认为是最好的，但其原因则很少或没有进行说明。
高边应用有源箝位变压器调整技术和低边应用该技术，两者之间存在着细微的但又是值得重视的差别。各自不同的应用将导致不同的变换功能，在箝位电路调整期间，同样地也产生不同的电压值，箝位电容器的容量和电压比率对其具有直接的影响。故应分别地为每一种情况考虑门脉冲驱动电路。
2 低边箝位
图1所示为低边箝位应用于具有标准全波整流输出和LC滤波器的单端正激变换器基本电路图。无论什么时候，主MOSFET，Q1是导通的，全部输入电压被用于变压器两端产生磁化电感，这被称为功率变换模式。
相反，无论什么时候，辅助MOSFET Q2是导通的，箝位电压和输入电压两者之间所不同的是，箝位电压跨接在变压器两端产生磁化电感。这被称为变压器的调整周期。具体针对低边箝位辅助MOSFET Q2的实际情况，因为要使体二极管导通，则必须采用P-信道器件。这也说明Q2仅仅传送变压器的磁化电流，与作为参照的负载电流比较，则磁化电流的平均值很小。由于这个原因，低的RDS(ON)仅与次级绕组有关，故确定低门脉冲电荷的MOSFET应放在初级绕组考虑。
一个附加的静止时间周期被引入Q1和Q2的通与断转换的两者之间。在静止时间之内，初级绕组电流通过任何一个P-信道辅助MOSFET Q2或主MOSFET Q1的体二极管保持连续流动。这对于在被调整为零电压开关(ZVS)状态下的谐振周期是一般的知识。虽然这是重要的并且是有源箝位拓扑独有的性能，但比较其它拓扑，这个重要性是微不足道的，有源箝位技术总是存在并被应用于低边或高边调整中。
忽略掉漏电感的影响，作为低边箝位的变换函数可以应用变压器两端的磁化电感量伏-秒平衡原理进行推导得出：
D×VIN=(1-D)×VC(LS)-(1-D)VIN                   (1)
式中，D是占空比，VIN为输入到箝位电路的电压，VC(LS)是箝位电压。
为得出箝位电压，简化式(1)得到：
                          (2)
人们注意到，式(2)中给出的变换函数，同样的也可用作无隔离升压变换器的变换函数，同时，这也是为什么低边箝位通常表现为升压型箝位的原因。
式(2)的结果给出了输入电压和箝位电压两者之间关系的变换函数表达式。但是，从图1我们注意到，无论什么时候，Q2是导通的，箝位电压被用来直接跨接在Q1的漏极到源极连接之上，并且，变压器初级绕组没有磁化电感量。因此，式(2)可以扩展并写成包括用作决定在主MOSFET Q1上漏极到源极的电压应力表达式：
                        (3)
在变压器的调整周期期间，对变压器初级的圆点极性要反转，因此，该电压施加于变压器初级时被定义为：
VRESET(LS)=VC(LS)-VIN                                                (4)
如果将式(2)的VC(LS)表达式代入到式(4)同时被简化，则输入电压对调整电压之关系的变换函数可以表示为：
                        (5)
此外，单端正激变换器的占空比D被定义为输出电压与输入电压的比率乘以变压器的匝数比N：
                              (6)
将式(6)代入到式(3)和式(5)并简化，给出在VIN、Vo和N项时的VC(LS)和VRESET(LS)的表达式并示于式(7)和(8)：
                         (7)
                              (8)
现在可以用图示法来呈现式(7)和式(8)的计算结果，图中可看到为什么箝位电压和变压器调整电压随固定的Vo值和固定的变压器匝数比而变化。对Vo采用4V的电压值（3.3V加上一些附加电压降），在图2中首先给出了式(7)的曲线，同时示出了不同的变压器匝数比N。
从图2中，我们注意到在最小输入电压（最大占空比D）期间，MOSFET上电压应力的剧烈变化。因为这个原因，PWM控制器，诸如示于图4中的UCC2891必须提供明确的限制最大占空比D的能力，否则其后果将破坏应用于MOSFET的电压电平，或者要求具有超过规定值的最大MOSFET电压比率。
根据有源箝位设计的观点，如图2所示，它们有助于用绘制图表的方法开始功率级的设计。此时，变压器的匝比可以在每个输入电压极值时选择，以得到相对恒定的电压VDS(LS)。图2所示为典型的正激变换器工作在整个通信设备的输入电压范围内(36V<VIN<75V)，在VIN=36V和VIN=75V时，N=6的匝比产生了110V的漏极—源极电压。
示于图2的MOSFET电压也是从箝位电容器CCL测得的。如此，箝位电容器必须合理地选择，以经受得住整个箝位电压加上任何附加电压降的考验。选择匝比为6的变压器调整电压VRESET(LS)由式(8)给出，这样也可以对照绘制出输入电压的变化情况（见图3所示）。
3 用作低边箝位的门脉冲驱动考虑
因为低边箝位电路必须采用P-信道器件的辅助MOSFET已经确定，负的门脉冲驱动电压被要求完全地转换到该器件。但是，大多数脉冲宽度调制(PWM)控制器或门脉冲驱动集成电路(ICS)不能产生低于接地参考电压的输出电压电平。将门脉冲驱动电路应用于低边箝位，图4所示为其一例，P-信道MOSFET可以直接地驱动来自低边参照器件或者PWM门脉冲驱动的信号。
无论是从PWM或从门脉冲驱动器的集成电路中取得，Q1栅极到源极的电压VOUT必须在相位上与VAUX同步，如在图4中所示的时间图表（静止时间的延迟没有示出）。采用先进的PWM控制器，例如UCC2891简化了驱动两个MOSFET开关的工作。与内部的±2A驱动一起，用户可编程静止时间和精确的最大占空比箝位，作为在低边有源箝位的应用，UCC2891提供了准确的相位调整和明确的控制意向。
第一时间的PWM门脉冲电压VAUX处于正向，二极管D1将是正向偏置，电容器C1将负载着-VAUX伏的电压。然后，电容器上的电压通过R1放电。如果R1和C1的时间常数（见方程式(9)和图4）大大于PWM的周期，则C1两端的电压保持相对的恒定，而在Q2上所观测到的合成电压随大于零伏特的正向峰值变化。因此，VAUX是在低于接地电压下有效漂移，此时，驱动P -信道MOSFET Q2的门脉冲电路是足够的。
                              (9)
式中，FPWM是开关频率
4 高边箝位
图5示出的高边箝位适用于在图1中所示同样的基本单端正激变换器。与低边箝位相同的是，无论什么时候，主MOSFET Q1是导通的，全部的输入电压被施加于变压器两端产生磁化电感，故其被称之为功率变换模式。无论什么时候，辅助MOSFET Q2也是导通的，箝位电压VC(HS)被直接地施加于变压器的两端产生磁化电感，这被称为变压器的调整周期。这是与低边箝位电压VC(LS)的情况完全不同的，该箝位电压VC(LS)是被直接地施加于主MOSFET的漏极—源极连接处两端的。
仅仅因为体二极管的使用方法问题，高边箝位辅助MOSFET Q2必须用N-信道器件。而与低边箝位电路相似的是，支配Q2中损耗的是门脉冲电荷和开关损耗，为此，应该记住，MOSFET要根据相同的低门脉冲电荷的考虑进行选用。
忽略掉漏电感的影响，高边箝位的变换函数可以再次用变压器两端产生的磁化电感伏-秒平衡原理推导出来：
D×VIN=(1-D)×VC(HS)                                           (10)
简化式(10)，给出箝位电压VC(HS)如下：
                         (11)
我们注意到，式(11)给出的变换函数是与非隔离反激变换器的变换函数相同的，这是为什么高边箝位通常被称为反激式箝位的原因。
式(11)的运算结果给出了输入电压和箝位电压两者之间变换函数的表达式。但是，从图5中我们注意到，无论什么时候，Q2是导通的，箝位电压被直接地施加于变压器初级的两端产生磁化电感，所以，式(11)可以扩展并写成包含确定的调整电压表达式：
                 (12)
在变压器调整周期期间，变压器初级用圆点表示的极性应被颠倒，因此，电压施加于主MOSFET Q1的漏极—源极之间，可以写成：
VDS(HS)=VIN+VC(HS)                                                  (13)
如果将式(11)代入式(13)写成表达式并简化，则与输入电压有关的主MOSFET漏极—源极间的电压变换函数可以写成：
                             (14)
将式(6)代入到式(12)和式(14)，用VIN、VO项给出VRESET(HS)和VC(HS)的表达式示于式(15)和式(16)：
                    (15)
                           (16)
现在，式(15)的运算结果可以用固定的VO值和固定的变压器匝比N以图解法表述箝位电压和变压器调整电压怎样随输出电压变化。利用上述相同的VO为4V（3.3V+若干附加电压降）的值，式(15)的运算结果用图解在图6中表示，同时，它们也示出了不同的变压器匝比N。
因为由式(16)给出的MOSFET的漏极—源极电压是与式(7)给出的低边箝位电压VDS(LS)相等的，故式(16)的运算结果也可以用图2描述。
5 用作高边箝位的门脉冲驱动考虑
和图4所示的低边箝位电路不同，高边箝位利用N-信道辅助MOSFET。假设PWM控制器不存在内部的高边驱动级，则如图8所示的1∶1门脉冲驱动的变压器布局可以被使用。用作高边有源箝位电路的Q1栅极—源极电压VOUT与VAUX的相位差必须是不同步的，如同图8所示的时间编程（静止时间的细节没有示出）。
除图4所示是一个例外，UCC2893有源箝位PWM与UCC2981在电气性能上与功能上是等效的：图4中的UCC2891是用作低边有源箝位电路的，UCC2983提供了精确的相位关系和控制了特殊的作为高边有源箝位的应用。因此，UCC2893的输出电压VAUX与VOUT存在相位差，如图8中的时间编程所示。
6 箝位电容器的选择
无论是采用高边有源箝位电路还是采用低边有源箝位电路，“伏—秒”应用于变压器初级必须平衡，以使得变压器的调整电压对每一种情况相同。因为初级MOSFET的漏极—源极电压应力和变压器的调整电压对每一种电路是相同的，其变化的箝位电压施加于箝位电容器的两端，Ccl'的量值必须予以考虑。箝位电容器电压变化的详细情况可以通过比较不同的每一种箝位电压之间的变换函数观测到。
ΔVC=VC(LS)-VC(HS)                                             (17)
将式(2)和式(11)代入到式(17)，则ΔVC可以写为：
             (18)
从式(18)的计算结果可知，VC(LS)大于VC(HS)×VIN。考虑的VIN电压范围为36V<VIN<72V，以图解方法进行比较的VC(HS)、VC(LS)和ΔVC示于图7。
因此，为了选择箝位电容器的容量等级，首先应考虑的是知道用什么样的电压比是合适的，它将可以覆盖给定的VIN电压范围。图7用图解法示出了ΔVC随VIN线性地增加的情况。因为VIN的数值较高时，高边箝位呈现出最低的电压应力。但是，电容器仍然必须根据观测到的最大VIN，最大D来选择箝位电压的定级，在本例子中大约为80V电压。
选择箝位电容器电压的量值，首先建立在可允许忍受的纹波电压总量的基础上。也就是说，它假设电容器的电容量足够地大到接近于箝位电压为恒量的电压源。然而，根据式(2)和式(11)，Vcl随输入电压变化。无论什么时候，在占空比方面，导线电压瞬时的或突然的变化是被控制的，它为箝位电压占据了时间的有限数量，因此被采纳为变压器的调整电压。较大的电容器容量将导致较小的电压纹波，但引入了瞬时响应的局限性。较小的电容器容量导致快速的瞬态响应，但它以较大的纹波电压为代价。
理想的情况是，箝位电容器的选择将允许存在一些电压纹波，但是，对于主MOSFET Q1，则不能大于加在附加的漏极—源极电压应力。允许存在接近于20%的电压纹波，但要严密地注意Q1上的电压VDS。
7 因为单端功率变换应用要求对箝位电路存在绝对的最低电压应力，故高边箝位是最佳选择
用近似Vcl'的简化方法为Vcl'求解得到的谐振时间常数大大于最长的断开时间。虽然诸如功率级时间常数和控制回路带宽等附加因子也会影响瞬态响应曲线，这项研究在式(19)中叙述，从有源箝位电路的观点看，这种方法至少保证了瞬态性能没有被损害。
                  (19)
式中的Lmag是变压器磁化电感值，toff(MAX)是最大断开时间。
式(19)的两边被总周期T除并求解Vcl，则式(19)可以重新写为式(20)来表示，已知设计参数项中的Vcl是：
      (20)
在Vcl是由式(20)计算得出的情况下，最后的设计值可以在电路中的箝位电容器纹波电压被测量之后稍作变化。而且，式(20)对于高边有源箝位电路和低边有源箝位电路两者都是成立的。于是，作为要求的箝位纹波电压，箝位电容器分量值应在各自情况下相同。
将有源箝位电路应用于高边和低边的两者之间进行比较，既具有相似处以及微妙但又重要的差别。将各自电路两者之间的差别处和相似处进行直接比较，表1可见其结论。
在两种电路中，主MOSFET漏极—源极的电压应力VDS'和变压器的调整电压VRESET'是相等的。箝位电压变换函数在两者中的差别似乎很小，但是，各自对箝位电容器的选择和变压器的匝数比有重要的影响。
因为应用单端功率变换器对箝位电路要求绝对的最低电压应力，故高边箝位是最佳选择。即使高边箝位产生较低的总的箝位电压，该电压有助于更明显地提高最小VIN'最大占空比。所以，要特别注意，必须准确地给予限制最大可允许的占空比，使其不要超过主MOSFET的最大电压VDS。
高边箝位使用N-信道辅助MOSFET，比较低边箝位使用的P—信道器件，高边箝位电路的大多数元件是现成的。然而，高边箝位电路需要采用门脉冲驱动变压器，在绝对的低成本是首要任务时，这就得进行折衷处理了。
比较高边箝位的对应方，低边箝位的效率稍微高些，但是在合理地选择变压器的匝数比时，根据图2所示，则其可以更好地控制箝位电压。用作低边箝位的辅助MOSFET的门脉冲驱动电路也是简单电路，因为不要求使用门脉冲驱动变压器。在输入电压范围是2∶1或更大时，低边箝位是好的选择，因为较高的占空比容许箝位电压有较小的变化。
无论是应用高边箝位还是应用低边箝位，它们比更为有名的RCD箝位和谐振调整技术，在效率和性能方面的优势都是巨大的。由于先进的PWM控制器例如UCC2891系的优点和灵活性，正常情况下其复杂性随着实现有源箝位变压器调整被大大地简化了。

参考文献
[1] Andreycak， Bill. "Active Clamp and Reset Technique Enhances Forward Converter Performance， " Power Supply Design Seminar SEM-1000， Topic 3， Texas Instruments Literature No. SLUP108.
[2] Dalal， Dhaval. "Design Considerations for Active Clamp and Reset Technique，" Power Supply Design Seminar SEM-1100， Topic 3， Texas Instruments Literature No. SLUP112.
[3] Mappus， Steve. "UCC2891EVM， 48-V to 3.3-V， 30-A Forward Converter with Active Clamp Reset，" User Guide to Accommodate UCC2891EVM， Texas Instruments Literature No. SLUU178.
[4] Mappus， Steve. "Designing for High Efficiency with the UCC2891/1/2/3/4 Active Clamp PWM Controller，" Application Note， Texas Instruments Literature No. SLUA303.

（编译自“www.powerelec tronics.com”）