（续上期）
5.3.4 差模噪声的等效电路
当开关电源的开关管处在导通前的关断状态时，开关管两端的电压给开关管自身的寄生电容和开关管与地之间的分布电容充电。当关断切换为导通时，它们通过开关管放电形成浪涌电流，它在回路阻抗上产生的电压就是差模噪声。由于回路中的Cs容量很大，所以回路呈低阻抗特性。
第二种差模噪声是工频差模脉动噪声，众所周知，只要是交流电源（无论是线性或开关电源）采用全波或桥式整流电路，如果不加滤波电容，直流电压的输出波形是半波脉动电压，每180°变换一次，并出现一个0点。加了滤波电容之后，直流电压的输出波形获得很大改善，是个含有三角波脉动成分的直流电压，但直流电流的输出波形，却变成三角形的脉动电流，见图5.10所示。
稳定工作后，在电压上升时间t1，脉动电压比已充电的电容电压高，可以通过整流二极管给电容充电，充电电流IC。结果，流过整流二极管的电流不再是正弦波而是二倍工频的脉冲状电流。
在电压下降期间t2，电容仅有流向负载的放电电流，放电时间常数由RL，C决定。
以上二种差模噪声都返回到输入端的交流电网，俗称输入反馈噪声即输入传导噪声，它不仅污染电网，给其他接入电网的电子、电气设备造成危害，还直接导致电网功率因数的下降。典型的开关电源差模噪声发射路径即第一、第二种输入反馈噪声的电原理，可用图5.11表示。
第三种差模噪声是输出传导噪声。开关电源Boost电路典型的半波整流滤波电路如图5.12所示。考虑整流二极管和滤波电感、滤波电容的分布参数后的等效电路，可用图5.13(a)、(b)表示。
其中，ZC表示容抗；ZL表示感抗。它们分别为：
                       (5.3)      
                         (5.4)          

式中 LC、rC分别是电容的引线电感和损耗电阻；
CL、rL分别是电感的分布电容和损耗电阻；
若令RL、Z分别表示开关电源的负载电阻和整流二极管总的等效负载阻抗，则Z等于：
Z=(ZC//RL+ZL)//ZC                                                 (5.5)      
见图5.13(b)。其中，rr、rd分别是整流二极管关断时的反向电阻和导通时的交流电阻；Cd是整流二极管PN结的结电容和扩散电容之和。
图5.13(b)的工作原理如下：当k1开关导通时二极管正偏，由于rd|1/jωcd|，所以Cd的分流作用可以忽略，视作开路；当k1开关关断时二极管反偏，由于rr|jωcd|，Cd的作用不容忽略。用k1(t)表示开关导通时的开关函数，k2(t)表示开关关断时的开关函数。
图中VN、EN分别表示变压器原方耦合过来的所有电磁干扰电压的总和和周期性开关梯形波。由于ENVN所以EN对整流二极管的导通与截止起决定作用。为了求得RL上的输出噪声电压，一定要求导开关函数k1(t)v2(t)。k1(t)波形可用图5.14 (a)、(b)表示。
图5.14(a)中的虚线表示整流二极管D右端电容C上的充放电电压波形，C充电时间为二极管的导通时间，放电时间为二极管截止时间（反偏），如忽略二极管的正向压降，则开关函数k1(t)的周期等于梯形波的周期T。如令T2表示二极管的截止时间，则导通时间T1=T－T2见图5.14(b)。开关函数k2(t)与k1(t)存在：
              k2(t) = 1－k1(t)                                (5.6)
设输入信号为梯形波EN(t)和噪声电压VN(t)之和，用EV(t)表示：
              EV(t)=EN(t)+VN(t)                           (5.7)
产生电流i1(t)的电压应为EV(t)与k1(t)的乘积（图5.13），用EV1(t)表示：
EV1(t)=EV(t)·k1(t)                           (5.8)      
将EV1(t)用傅氏级数展开：
                      (5.9)       
式中：   
                       (5.10)       

由此得到i1(t)各次谐波e jnωt的幅值：
                            (5.11)           
                             (5.12)             
                           ( 5.13)           
产生电流i2(t)的电压应为Ev(t)与k2(t)的乘积（图5.13），用EV2(t)表示：
EV2(t)=EV(t)·k2(t)                         (5.14)    
将EV2(t)用傅氏级数展开：
                     (5.15)     
由此得到i2(t)各次谐波ejnωt的幅值：
I2(0)=0                                  (5.16)         
                      (5.17)        

                     (5.18)

最后求出输出电流i(t)的各次谐波ejnωt分量的幅值，对ejkωt分量有：
I(k)=I1(k)+I2(k)                           (5.19)           
所以负载电阻RL上的k次谐波的电压幅值为：
          (5.20)      
根据上式可算出输出噪声电压幅值随频率变化的规律。
特别要注意的是，输出电流i(t)的大小与整流二极管的反向恢复时间直接相关，反向恢复时间愈长噪声电压愈大，V(k)也就愈大，表5.1列出它们之间的关系。显然选用快恢复二极管是减少输出噪声电压的有效措施。 
表 5.1  反向恢复时间与噪声电压的关系
反向恢复时间 反向电流幅值 噪声电压
300ns 2.3a   50mvp-p
35ns 300ma 10mvp-p

在TDK（日本）资料中还推荐采用SF扼流圈，消除输出噪声电压中的尖峰干扰，SF线圈是一个几～几十nH铁粉芯电感，具体电路如图5.15所示。
图中平滑扼流圈，就是以上讨论的整流滤波电感。
5.3.5 差模噪声的测试电路
实际采用的一种差模噪声测试电路如图5.16(a)所示。图中噪声源前端的开关是由4μF电容和3Ω电阻串联构成的，它们在测量短路电流ISN时才接入。与共模测试电路一样，原两路负载电感L1A、L1B分别由旁路电容完成。差模电流探头的副方可提取差模电流供频谱分析仪测量。其等效电路可用图5.16(b)表示。
对同一批开关电源进行差模实测的结果，验证了输入反馈噪声是由开关频率谐波和工频脉冲两部分噪声组成的。前者噪声源为低阻抗，后者噪声源为高阻抗且呈宽频噪声特性。图5.17测得差模噪声源阻抗随相关频率的特性曲线，并对比在3Ω低负载阻抗和300Ω与1mH并联的高负载阻抗下，差模噪声ID的变化情况。发现在开关频率基波35kHz左右处，低负载阻抗的负载电流增大了32dB；而响应工频宽频噪声的电流没有改变。在35kHz的高次谐波处情况亦然，这表明不同噪声分量具有不同的源阻抗。对于工频脉冲分量的宽带噪声，经测得具有并联的电容、电阻特性，电容值Cp在250~500pF范围内，电阻Rp≥6kΩ。