1 引言
如今，开关模式功率变换已经在功率变换市场中占支配地位。在各种形式的功率变换之中，经典的诸如降压、升压和升降压开关模式变换器电路已扩展为其它更高级的电路。在20年以前，受到关注的谐振变换器可以分类为零电流开关或零电压开关。除了这两种类型的变换器系统之外，还存在另外的不同形式工作原理的开关电容器电路。在一些文献中，该电路被称为供给泵电路。开关电容器电路是建立在唯一的开关电容器仅仅用于中介的能量储存原理基础上的。因此，开关电容器电路在开关电容器快速充电或放电状态时的开关周期内可能存在大尖峰电流的问题。只要使用放电或充电电阻或电容、寄生元件来限制大的尖峰电流，但它们的量值未被量化。已经有文献提出报告称有许多方法可以解决瞬态电流，但若用于大功率变换，它们可能是不适合的。
另一方面，因为尖峰电流主要是由于电源和负载之间的电压差形成的，在开关切换期间的尖峰电流仅受寄生电感值、功率器件的内部电阻值和连接线电阻值的限制。因此，传统的开关电容变换器不能用于大功率电源，而且，在使用特殊的受控制的充电和放电时间之前，尖峰电流是不受控制的。因此，显然，限制寄生电感值的大小是为了确保尖峰电流可以被控制。谐振方法是从所提出的方法引进的。所提出的方法已延伸到升压、降压和逆变电压变换。它们之中的每一种方法都可以进行不同数量的电压变换。
例如，降压变换可以给出1/2、1/3、1/4等等。升压变换率可以给出2、3、4…等等，逆变的变换可以给出-1/2、-1/3、-1/4等等。这些电路也可以构成给出多路输出的能力。
原始提出的电路被使用于不定向功率流，但是也可以构成定向的功率流。对于开关电容变换器而言，功率因数校正是件困难的工作，因为在形成电流的电路中，没有考虑电感器的量值。被提出的安培—秒电流控制方法可以使用类似于功率因数校正电路的开关电容器电路。这种电路可以用提升的方法进一步改善接近一致的功率因数。
在本课题研究中，进行了开关电容谐振变换器的统一分析。文章给了读者们理解功率变换器的选择方法，它对于传统的方法来说是完全不同的方法。最后，在这篇论文中，比较讨论了其优点和缺点，实验结论也提供给了读者。
2 降压变换器
2.1 降压变换器的电路系列
图1所示为降压变换器的电路系列。该电路由存在很小空载时间的用作交替开关的两个晶体管组成。谐振电感器Lr加上串联的开关电容器C1（或C1x；x=a， b， c …等等）以产生所需要的谐振。
2.2 1/2模式稳定状态分析
在此，对非逆变1/2模式开关电容谐振降压变换器进行分析。在每个切换时间内都存在4种工作状态。图2所示为1/2模式降压变换器每一种工作状态的等效电路图。图中输出电容器C2的容量是大的，以此保证输出电压的纹波很小。
a. 状态Ⅰ[t0~t1]
在t=t0时，Q2被接通和Q1被切断。Vin，D2，Lr，C1和Q2形成谐振回路。因为C1在谐振状态，Q2随Lr的出现而被接通。因为电流从零开始逐步增大，所以Q2是在零电流开关的情况下被接通的。在这个时间之内，因为跨接在D1上的反向电压等于Vo-Vin，所以D1被反向偏置。负载电流依靠C2维持。电感器中的电流和C1上的电压方程式分别为：
iLr=IP1sinwo(t-t0)                               (1)
vC1=Vin-Vo-IP1Zcoswo(t-t0)                       (2)
这种状态的谐波角频率表达式为：
                                      (3)
这种状态的谐波阻抗为：
                                     (4)
b. 状态Ⅱ [t1~t2]
Q1保持持续断开状态。在t1时，电感器中的电流达到零值，而二极管D1停止谐振。电感器中的电流和输入电流两者都等于零。由C2放电到负载。这种状态的方程式为：
vC1=vin-vo+IP1Z                              (5)
iLr=0                                      (6)
c. 状态Ⅲ[t2~t3]
在t2时，Q2被断开而Q1被接通。C1与Lr串联连接并且传递能量到负载。D1是导通的。在t2时，因为Q1的电流为零，在零电流开关导通的情况下，Q1是接通的。在t3时，电感器电流的谐波为零。其方程式是：
vC1=VD+ZlP3coswo(t-t2)                          (7)
iLr=-IP3sinwo(t-t2)                              (8)
d. 状态Ⅳ[t3~t4]
状态Ⅳ类似于状态Ⅱ，在t3时，二极管停止谐振。电感器中的电流等于零，仅有C2放电到负载。这种状态的方程式表述为：
vC1=Vo-ZlP3                                                                 (9)
iLr=0                                         (10)
2.3 1/2模式的电压变换比率
利用来自方程式(5)和(7)、(9)和(2)的vC1的连续性，我们可以验证如下方程式：
                                    (11)
和IP1=IP3。输出电流Io等于iLr绝对值的平均电流。因此，从方程式(2)和(8)得到：
       (12)
式中的Ts和To分别表示开关频率和谐振频率的周期。因此：
                             (13)
从方程式(7)和(9)可得出在C1上的峰—峰纹波电压ΔvC1：
                              (14)
2.4 1/n模式的通用方程式
1/n模式的降压变换器被示于图2c。其基本的工作也是被分为4种状态，它们可列举如下。
对于状态Ⅰ：Q2被接通。
                   (15)
                           (16)
式中：
                                  (17)
                              (18)
在状态Ⅱ时，Q2是断开的。
                            (19)
iL=0                                      (20)
在状态Ⅲ时，Q1是接通的。
                 (21)
                       (22)
式中
                               (23)

                                 (24)
在状态Ⅳ时，Q1被断开。
                          (25)
iL=0                                       (26)
3 升压变换器
图3所示为升压变换器的电路系列，图3a、3b、3c分别示出了双重模式、三重模式和n重模式的电路图。n模式被定义为输出电压与输入电压的变换比率为n。
每一种变换器的工作也很类似于前面所述的降压变换器。谐振电感器Lr被加在开关电容器C1x（这里的x被视为是a、b、c …）和半桥电路中点两者之间的通道上。如果零电流开关被希望改进得更好，则每个C1x可以与Lr串联连接在一起。
跨接在C1a、C1b、C1c上的电压是用Vci表示的，此处的i=a、b、c，也可以对i=a、b、c、d分别地定义φ(i)=1、2、3、4。所有的谐振电容器的电流都经Lr流过。因此，对n模式变换器而言，具有n-1个C1电容器。它们也存在4种工作状态，而每一种工作状态可以定义为t0~t1，t1~t2，t2~t3和t3~t4。n模式变换器的通用方程式可以描述如下：
工作状态Ⅰ[t0~t1]，Q2被接通。
                (27)
                         (28)
式中，
                              (29)

                                     (30)
在工作状态Ⅱ[t1~t2]，iLr谐振电流为零，Q2被断开。
                           (31)
iL=0                                           (32)
在工作状态Ⅲ[t2~t3]，Q1被接通。
                  (33)
                           (34)
在工作状态Ⅳ[t3~t4]，iLr谐振电流为零，Q1被断开。
                          (35)
iL=0                                      (36)
它们也可以用晶体管Q1和Q2上的电压比率等于Vin来说明。所有二极管的电压比率也近似地等于Vin。
4 逆变变换器
逆变变换器也是由作为开关器件的2个二极管组成的。图4示出了其电路系列。再则，单一模式，1/2和1/n模式给出的电压变换分别为-1，-1/2和-1/n。
对于1/n模式的变换器，也具有4种工作状态。在工作状态Ⅰ的t0时，Q2是被接通的。
                   (37)
                         (38)
                                     (39)

                                      (40)
vC是C1x(x=a， b， c， …)的电压值
在工作状态Ⅱ，iLr谐振电流为零，Q2被断开。
                               (41)
iLr=0                                         (42)
在工作状态Ⅲ，在t2时，Q1被接通。
                   (43)

                        (44)
式中，
                                (45)

                                  (46)
在工作状态Ⅳ，iLr谐振电流为零，Q2被断开。
                              (47)
iL=0                                         (48)
5 双向功率流
上述电路仅仅允许单一方向的功率流，并且其功率是从左流向右。但是，该电路可以很容易地借用二极管改变为MOSFET，使其变成双向功率流。双向功率流形式示于图5，但仅仅示出了基本的低级电路。高级的电路可以用改变二极管为MOSFET的类似方法构建。
6 多电平输出
这种变换器在共用接地线的情况下工作。仔细的电路研究揭示了它们可以连接在一起以形成多电平输出电路。图6示出了具有两个逆变和降压输出的电路。Voa表示的是逆变输出电压，Vob表示的是降压输出电压。两种单一的电路被连接在一起，但它们共用半桥开关电路。其它的输出组合也可以用类似的方法构建。它们也被解释为如图3a所示的降压电路，其分别给出了跨接在电容器C2a，C2b，C2n-2，C2n-1上的输出电压2Vin，3Vin，(n-1)Vin和nVin。
7 功率因数校正
7.1 AC-DC变换器
这种电路可以工作于功率因数校正。因为其输入电流是谐振电流的直接反映，并且谐振电流依赖于负载电流、输出电压或输入电压，因此，简单的电流模式控制不能被用来控制电流。电流—秒方法被用来使输入电流波形成为正弦形状。第二个问题是输入电流的不连续模式工作。在二极管存在于线路中的情况下，输入导线使电压有小的变化时，例如接近正弦波的零交叉，在电路中的二极管原来传导电流到输出端，但是，由于事实上的瞬态输入电压低于跨接在变换器上或相当于二极管上的输出电压，现在变成了反向偏压。这种情况发生在用作功率因数校正电路Buck变换器。因此，提出的开关电容谐振变换器也将经受不连续输入电流。提高的方法是采用改变正弦波输入电压至更高值，以便使实际的输入电压vin-sw至开关电容谐振变换器时没有造成反向偏压工作的问题，因为这在该电路的二极管中是没有必要的。图7示出了这种电路。
这种电路的工作也可以按下列工作的4种状态组成：
a.工作状态Ⅰ[t0~t1]
晶体管S2被接通，谐振振荡回路的Lr和C1a起动谐振。三重降压电路的工作原理类似于如图3b中所示的开关电容谐振变换器，而其工作的方程式变更如下：
vC1a=Vinsinwt-IAZcoswot                        (49)
iLr=IAsinwot                                  (50)
vC1b=vC2a-IAZcoswot                            (51)
式中，
                                     (52)

                            (53)

C1a和C1b被假设为相同并等于C1，w是电源角频率，而电源的瞬态电压被假设为在开关周期的每个时间内是不变化的。我们可以看到的谐振电流是正弦波形，而且起动和结束值都是零。
b.工作状态Ⅱ[t1~t2]
在t=t1到t2期间，谐振电流iLr、电压vC1a和vClb保持不变化：
vC1a=Vinsinwt+IAZ                              (54)
iLr=0                                       (55)
vC1b=vC2a+IAZ                                 (56)
c.工作状态Ⅲ[t2~t3]
晶体管S1被接通，谐振振荡电路由Lr、C1a形成并由C1b起动到谐振。它们的工作方程式给定如下：
vC1a=(VC2a-Vinsinwt)+IBcoswo(t-t2)                  (57)
iLr=w-IBsinwo(t-t2)                             (58)
vC1b=(Vo-Vinsinwt)+IBcoswo(t-t2)                    (59)
d. 工作状态Ⅳ[t3~t4]
在t=t3到t4期间，谐振电流iLr、电压vC1a和vClb保持不变化：
vC1a=(Vo-Vinsinwt)-IBZ                          (60)
iLr=0                                      (61)
vC1b=(Vo-Vinsinwt)-IBZ                          (62)
再则，IA和IB分别是工作状态Ⅰ和Ⅲ期间的谐振电流幅值，其方程式示于下：

        (63)

（编译自“电源网”）