摘要：  文章介绍一种小型的适用于零电压开关(ZVS)换向的可饱和电感器。电感器的饱和条件由以下两个因素决定：一是使用了含有可饱和铁心的PWM控制器；二是使用的饱和变压器产生电流反馈时，在不增加传输损耗的条件下，减少开关损耗以及开关的浪涌电流和电压。采用这种电感器的直流电压变换器，可以在1MHz的开关工作频率上获得高达90%以上的效率。这是由于流经开关的无功电流非常小，开关中的浪涌电流和电压得到了抑制，故开关损耗大为降低。

关键字：  零电压开关(ZVS)，可饱和换向电感器，浪涌电流和电压，直流电压变换器

1 引言
在实现开关电源小型化的技术工作中，提高开关频率是一项非常关键的技术因素。为了实现高频开关，必须在开关换向期间尽可能地减小因为电流和电压叠加产生的功率损耗，同时还要抑制切换时的浪涌电流和电压，以及减小因为开关管和二极管的杂散电容的充放电导致的功率损耗。谐振型变换器被认为是达到上述要求的最有希望的器件。但是，谐振型变换器也有一些缺点，例如：①输出功率难以调整；②开关中会出现过电压或过电流。为此，如要使用零电压开关(ZVS)谐振/PWM变换器，就必须解决输出功率的调整问题。
ZVS谐振/PWM变换器的零电压切换，是通过将流经电感器的电流整形成为三角波实现的。研究了用电感换向而实现了PWM变换器零电压开关的方法之后，我们将会发现，电感换向变换器所用的滤波器的设计要比其它类型的ZVS PWM变换器的滤波器设计容易一些。
采用电感换向的方法，电压应力将得到抑制，开关损耗将被降低，输出电压通过PWM可以进行调整。然而，由于这种方法是通过三角波电流流经开关而实现ZVS的，所以将会导致传导损耗以及开关的电流应力增大。其它类型的ZVS PWM变换器也存在同样的问题。为解决这些问题，本文中提出利用饱和电感器换向代替线性电感器换向来实现ZVS。
2 线性电感换向技术
图1所示为用线性电感换向的反向ZVS PWM变换器的基本电路。图中可见，用作换向的线性电感器LC跨接在开关FET2的两端，以其实现零电压开关。串联电容器CC用作隔离流经电感器LC的直流分量。开关FET1和FET2轮流地导通。但当FET1和FET2两个开关管都截止时，将出现暂短的间隔期，这对于实现ZVS是必须的，这个暂短的间隔期被称作为“死期”。
图2所示为A点电压Ea的理想波形，流出A点的电流为Ia，流经电感LC的电流IL，并假设负载电流Io是常量。由基尔霍夫电流定理，可以得到式(1)：
Ia=IL+Io                                          (1)
由图2所示，T1是开关FET1的导通时间，T2是开关FET2的导通时间。TC1和TC2表示换向时间。开关的“死期”时间比换向时间要长得多。
现在，我们首先假设换向时间间隔与开关导通的时间T比较是非常短的。在稳态情况下，有一个固定的电压DE出现在电容器的两端。这个D(=T1/T2)是变换器的工作比。
在时间间隔T1期间，FET1导通，A点的电压Ea等于输入电压Ei，流过电感LC的电流IL呈线性增加。[#page#]
在时间间隔T2期间，FET2导通，A点的电压E2被箝制在0上，流过电感LC的电流IL呈线性下降。在稳态情况下，正向峰值电流IL等于它的负向峰值电流。电流IL的峰值ILmax是D的函数，推导结果如以下式(2)：
                                (2)
以下再来讨论换向问题。
图3是变换器图1的变换器换向期间的等效电路图。图上的Cds是开关FET的漏源电容，被假定为常数。另外，所假定的换向时间非常短，以致在这个时间段内的电流IL保持着常数Imax。Ia分别在TC1中等于Imax+Io，在IC2中等于Imax-Io。
在TC1时间的初段，FET1在FET2截止的状况下被断开，FET1的漏源电容由Imax+Io充电，同时FET1的漏源电容由电流Imax-Io放电，如图3所示。A点的电压Ea下降，其值如下式(3)所示：
                           (3)
在TC2时间段的初期，FET2在FET1截止的状况下被断开，FET1的漏源电容被电流Imax-Io放电，同时FET2的漏源电容被电流Imax+Io充电，如图3所示，Eo值上升，其计算公式如下式(4)所示：
                          (4)
从式(3)和式(4)可以看到，在FET2断开以后，电压Ea逐步变化，见图2所示。两个开关FETs都是零电压关断，这样就降低了关断时的浪涌电流和损耗。由式(3)和式(4)可以求得式(5)和式(6)所表述的换向时间TC1和TC2。
                              (5)
                              (6)
如果开关FET2在TC1结束后接通，则FET2就是零电压接通，这是因为A点的电压ES为0。如果FET1在TC2结束后接通，则FET1就是零电压接通，这是因为A点电压被箝制在输入电压Ei上，也就是跨过FET1两端的电压等于零。所以，开关的浪涌电流和损耗在其接通时也就降低了。
为了确保零电压开关，电流Io应为负值，这就便于对FET1开关管的漏源电容放电，同时在IC2期间对FET2的漏源电容充电。因此，Imax要比图2所示的Io大。从式(1)可以得到零电压开关所要求的下列条件：
                               (7)
使用这种方法，电压应力得到抑制，PWM方法可以用来调整输出电路。但此时开关的导通损耗和电流应力将增加。这是因为有大的三角波交流电流通过电感器和开关以满足式(7)的零电压开关所需要的条件。为了解决这个问题，可以采用可饱和电感器取代线性电感器。这将于下节阐述。[#page#]
3 可饱和电感换向技术
如果用脉电流取代三角波电流流过电感器，从而使零电压开关的条件即式(7)得到满足，那么就能克服由于大三角波电流引起的开关导通损耗增大和电流应力增加的缺点。研究证明，可以使用可饱和电感器取代线性电感器来完成这种功能。其基本电路如图4所示。图中的SR就是供换向的可饱和电感器。图5则示出了图4所示变换器的理想波形。在稳态状况下，固定电压DEi出现在电容器CC的两端，其中D(=T1/T2)是工作比。在FET1导通，FET2截止的时间T1期间，电压(1-D)E1加在SR上，SR的磁通量增加。如果该磁通刚好在T1结束之前达到饱和值，则有一个饱和电流流过SR，如图5所示，电流ILmax+Io对FET1的漏源电容充电，同时又对FET2的漏源电容放电，A点电压呈现线性下降。
在FET2导通，FET1截止的时间T2期间，电压DE1反向地加于SR上，SR中的磁通下降。如果正好在T2结束前该磁通达到负向的饱和值，则有一个饱和电流反极地流过SR，如图5所示。电流值Imax-Io对FET1的漏源电容放电，同时又对FET2的漏源电容充电，A点的电压Eo线性地上升。
可饱和电感换向的时间与线性电感换向的时间一样。如果开关的“死期”时间大于换向的时间间隔，则零电压开关就能实现。SR的磁通变化量由下式(8)求解：
                                (8)
由式(8)可见，磁通变化量是变换器的工作比D与开关频率f的函数。对于固定频率的PWM变换器而言，SR有可能不饱和或者饱和电流不足以在某些工作比的状态下使其换向。
4 用饱和电感控制磁通
4.1 用饱和电感进行PWM-FM控制
在变换器的控制器中使用小型可饱和铁心，能在开头换向之前有效地使换向电感器饱和，图6所示为其基本电路，在一个磁性振荡器中，把一个小型可饱和铁心SC作为正反馈元件。控制电压EC通过一个电阻R加于SC的绕组上，电阻R是被用来限制饱和期间绕组NS中的电流的。因为铁心的饱和，以及饱和电感和FET的栅源电容间形成的谐振，所以该振荡器得以建立起振荡。
在FET1接通时，电压Ei-EC加在SC的NS绕组上，电压(1-D)Ei加在SR上。SC和SR的磁通分别上升到式(9)、式(10)所示的值：
                            (9)
                         (10)
当SC中的磁通φSC达到饱和磁通量φS(SC)时，SC饱和，并且其饱和电感和FET的栅源电容一起发生谐振，使得FET1关断，FET2导通。时间间隔T1结束。T2开始，电压EC被加到SC的NS绕组上，DEi被加到SR的绕组上。SC和SR的磁通下降为如下式(11)和式(12)所表述的值：
                           (11)
                         (12)
当SC中的磁通φSC达到饱和磁通量φS(SC)时，SC重新饱和，并且其饱和电感与FET漏源电容产生谐振。考虑到SC的磁通从φS变为-φS，时间间隔T1和T2可以通过式(9)和式(10)推导出来：
                               (13)
                                 (14)[#page#]
上述提到的过渡时间也就是所谓的“死期”，是由FET1导通变为FET2导通，或者由FET2导通变为FET1导通，是由饱和电感与FET的栅源电容之间形成的谐振决定的。所以，“死期”时间的确立是容易的。忽略“死期”时间，变换器的工作频率可由下式获得：
                        (15)
由式(15)可见，开关频率随输入电压和控制电压而改变，输出电压Eo表述如下：
                          (16)
将式(13)与式(14)代入式(16)，可以得到：
Eo=DEi=Ec                                                             (17)
式(17)让我们注意到，输入电压DEi等于控制电压EC。如果使SC与SR满足下式(18)：
φS(SC)·(-N)=φS(SR)·N                             (18)
这样，在SC饱和的同时SR也完全饱和，这就是开关换向。但是，饱和电流与负载电流没有关系，而为了得到零电压开关的条件，必须使饱和电流大于负载电流。
4.2 用饱和变压器构成电流反馈进行固定频率控制
图7所示为用饱和变压器构成电流反馈以完成换向的变换器电路图。该变换器的频率是固定的，饱和电流与负载电流成正比。变压器作这样的设计是为了使铁心的磁通变化不超过较小的磁回路。图8示出了这种变压器的理想波形。
当负载开路时，变压器没有电流通过。电容器CC的两端电压等于DE，ST不饱和；当负载电流Io流过变压器时，电流Io/n对电容CC充电，电容器CC两端的电压增大，同时ST磁通的负向变化比其正向变化量大，从而导致铁心在负方向饱和。饱和电流流过变压器并使电容器CC放电，则CC两端的电压就降低。在稳定状态时，电容器CC的充电等于其放电，ST在EFT2向FET1换向期间处于饱和状态，如图8所示。所以，Imax大致与负载电流Io成正比关系。
在FET2到FET1换向期间，零电流开关由电流ILmax-Io实现。在FET1到FET2的换向，零电压开关则由负载电流Io来实现。当没有负载时，偏置电流维持零电压开关的工作。
如果负载电流反向流过饱和变压器，则ST将会在FET1到FET2的换向期间饱和。
如果接入一个附加换向电路，并采用饱和变压器构成逆向电流反馈，那么，从FET1到FET2的换向期间的零电压开关将由电流ILmax+Io来实现。
5 实验验证
实验验证将以图1、图6和图7三种变换器基本电路开展实验并比较。
图9所示为常规变换器的实验波形图，其技术条件和参数为：f=1MHz，Ei=200V，D=0.5，Io=0A。图中，上面的波形是A点的电压波形；下面的波形为流过FET1的电流波形。图中可明显地看出，在换向期间有浪涌电流流过开关，而且在开关两端也有浪涌电压。当负载开路时，有8W功率损耗。[#page#]
图10所示为这个变换器在上述相同条件与参数下，用线性电感器换向时的波形图。图中，上面的波形为A点的电压波形；中间的为流过FET1的电流波形；下面的曲线是流过换向电感器的电流波形。从图中可以看到浪涌电流和浪涌电压都得到了较好的抑制，但是有一个无功的大三角波电流流过开关，需要用一个粗导线绕制的换向电感器。其功率损耗被降至0.5W。
图11所示为：在与图9相同的条件下，饱和电感器在变换器中用作换向电感时的波形图。图中上面的曲线是A点的电压波形；中间的曲线是流过FET1的电流波形；下面的曲线则是流过饱和电感器的电流曲线。从图11可见，浪涌电流和浪涌电压得到了较好的抑制，流经开关的无功功率非常小。但因为铁心存在损耗，所以该变换器要损耗掉约1W的功率。
图12所示为，当变换器的负载电流Io=1A(100W)，而其它条件同图9时，用饱和变压器构成电流反馈来换向的波形图，图中上面的曲线为A点电压波形，中间的曲线是流过EFT1的电流波形，下面为饱和变压器的电流波形。由图12可见，浪涌电流和浪涌电压得到较好抑制，流过开关的无功电流很小。
图13示出了变换器的效率曲线。从图中可见，采用饱和变压器换向后，变换效率有很大改善。同时也可以看到使用饱和变压器的变换器的效率也因为铁心损耗而有所下降。由于饱和变压器的无功电流非常小，所以能够小型化。实验用变压器的铁心技术数据见表1。铁心材料为Co（钴）基非晶合金带材，卷绕成为环形。实验测试中，未见铁心有显著温升。
表 1  实验用变压器铁心技术参数
名称 1#铁心 2#铁心
厚度(μm) 5.0 4.6
外径(mm) 9.0 18.2
内径(mm) 7.0 10.6
宽度(mm) 4.7 5.0
截面积(mm2) 1.48 4.16
Bm(T) 0.50 0.51
Hc(A/m) 2.1 2.6

6 饱和电感器在其它型式变换器中的应用举例
通过在变换器中采用饱和电感器或者饱和变压器构成的电流反馈来换向和实现零电压开关的原理可以应用到每一种PWM变换中，图14给出了几个应用电路图的实际例子。
7 小结
PWM变换器的零电压开关是通过采用饱和电感器或者饱和变压器构成的电流反馈来换向实现的。流过开关的无功电流非常小。开关中的浪涌电流和浪涌电压得到了良好抑制，开关损耗下降较大。电流与电压的应力与常规PWM变换器的等级相同。输出电压的调整能力用PWM方法实现。从应用举例可见，这种零电压开关的构想可以用于任何一种PWM变换器。
参考文献略
（编译于电源网资料）