摘要：  本文针对在线式UPS当中具体的实用性需求，提出了采用双向变换器来代替DC-DC升压变换器和电池充电器的新方案。文章详细分析了双向全桥软开关DC-DC变换器的基本工作原理，并对相关元器件进行了设计，分析了实现软开关的方案，然后通过实验进行了验证。

关键字：  双向变换器，池模式，电模式DC-DC变换器

1 引言
双向DC-DC变换器[1， 2]是指在保持变换器两端的直流电压极性不变的情况下，能够根据需要调节能量双向传输的DC-DC变换器。与采用两套单相的DC-DC变换器来达到能量双向传输的方案相比，双向DC-DC变换器用同一个变换器来控制能量的双向传输，使用的总体器件数目少，且可以更加快速地进行两个方向功率变换的切换，具有效率高、体积小、动态性能好、成本低等优势。随着科技的发展，对双向变换器的需求日益增多，如直流不断电系统和交流不断电系统当中直流环节与蓄电池之间的变换环节、航天电源系统、电动汽车、蓄电池储能系统等。
本文所要研究的双向变换器是作为在线式高频UPS当中中间直流环节与蓄电池之间的变换装置，在UPS工作于电池模式时，蓄电池通过双向变换器向UPS中间直流环节供电（从而为后面的逆变器提供能量）；而当UPS工作于市电模式时，UPS中间直流环节通过双向变换器对蓄电池进行充电。由于采用双向变换器可以同时取代电池模式下的变换器和蓄电池充电器，因此成本低、结构紧凑（便于布局），而且由于可以实现双向变换器的软开关，因此效率也比较高。
2 双向变换器拓扑结构及其工作原理
带高频链的双向DC-DC变换器拓扑主要有：高频变压器一侧是Forward另一侧是Flyback[3]、高频变压器一侧是PUSH-PULL另一侧是半桥[4]、高频变压器一侧是PUSH-PULL另一侧是Forward等[5]，本文以高频变压器两侧都是全桥的拓扑来进行研究，其主要优点是两边互相对称，控制自由度更大，开关管电压应力小。该拓扑的基本电路、各开关管驱动波形、以及电路相关参数的波形分别如图1(a)、(b)、(c)所示。
由图1所给出的电路参数可以计算出在移相角为φ的状况下所传输的功率大小为：
                   (1)
其中，Ls为总电感值，ω=2πfs为开关角频率，而V1和V2分别为电池侧电压和BUS侧电压，匝比N定义为N=2×N2/N1。
当能量是由V2向V1传送时，可以求得稳态时电感上电流的峰值为
                      (2)
而当能量是由V1向V2传送时，可以求得稳态时电感上的电流峰值为
                       (3)
由式(1)可见，所能传输的功率存在一最大值，即：Pmax=NV1×V2/(8fsLs)（当φ=π/2时），很显然若Ls增大，则所能传输的最大功率将会受到限制，为了满足能够传输足够负载功率的需求，电感LS必须小于某一最大值才可以。
本文所提出的双向变换器应用于在线式高频UPS当中，同时作为电池模式下的DC-DC升压变换器与市电模式下的蓄电池充电器来使用，对应的UPS基本参数为：电池模式下功率3kV·A，负载功率因数为0.7，效率为0.85；而在市电模式下充电器的功率为700W，其功率远小于电池模式下的功率，因此在实际计算当中以电池模式下功率等级来计算。电池共6节，DC-DC环节输出与逆变器之间两个电容上的电压之和为720V（即图1(a)中所标示的V2），开关频率fs统一选为50kHz，为了减小双向变换器的环流能量，将变压器的匝比选为N=2×N2/N1=10。
考虑3kV·A采用双向变换器的UPS在电池模式下，所需传输的最大功率为Pmax=3000×0.7/0.85=2470W。可以求得电感Ls=(L1+L2)的最大取值为：
                      (4)
上式中，V1=Bat=6×10.5=63V（对应于电池电压最低时），V2=2BUS=720V。
稳态时电感上的电流有效值为：
(5)
式中d=NV1/V2。而由式(2)和(3)可见，若电感Ls越小，那么电感上电流峰值Ipk越大，从而导致电感磁滞损耗越大，系统效率降低，所以感值选取应综合考虑，实际实验中取电感Ls=340μH，然后由公式(1)可以得到所对应的移相角为：
             (6)
由所得到的φ值代入(5)式可以求得Irms=4.5A。若将所得到的φ代入计算电流峰值的公式(3)中可以求得峰值电流为5.9A。此时低压侧的电流有效值为45A，低压侧的峰值电流为59A。[#page#]
3 电路元器件的选取
由于变压器两侧电压差异比较大，所以开关管选取上也存在差异，低压侧的开关管选用MOSFET，型号为IXTQ96N20P(200V，96A@TC=25℃)，高压侧开关管选用IGBT，型号为：APT 15GTl20BRDQ1G(1200V，36A@TC=25℃)。另外两个比较重要的元器件就是高频变压器和高频电感，下面来进行分析。
3.1 电感设计
铁芯采用TDK公司的PC40材质，该材质的初始磁导率μi=2300±25％，在100℃时饱和磁通密度为Bs=2900Gauss。
单个电感感值为170μH（共2个电感），选择的铁芯型号为EI33，其Ae=119mm2，且加入2mm的气隙，匝数为匝，取48匝。然后来验证铁芯的饱和情况，可以近似得到峰值磁密为Bmax=μ0NIpk/gap=0.319T，铁芯不会饱和。最后，来选择绕组导线以及验证铜窗的占用系数。取电流密度j=5A/mm2，Irms=4.5A，于是导线面积为Scu=Irms/j=0.9mm2。考虑在开关频率为50kHz时的穿透深度为δ=66.1/=0.296mm，因此应满足d<2δ=0.591mm。可用LITZ线Φ0.32mm×12来绕制，导线总面积为Scu_real=0.965mm2>0.9mm2，同时导线直径0.32mm小于2δ，铜窗的占用系数为Ku=N×Scu_real/Aw=0.351（注：PC40 EI33铁芯的铜窗面积Aw=131.9mm2）。
3.2 变压器设计
变压器原边的电流有效值45A，变压器的付边电流有效值为4.5A，而且为了减小环流能量，已经确定了原边付边的匝比为1∶10，且考虑到是6节电池，所以最大的电池电压为Batmax=6×14.1=84.6V，为了防止变压器的偏磁现象，所选取的最太占空比为dmax=0.47，同时为了加快突加负载时的响应速度，占空比的限制值（即最大可能取值）为dlim=0.49。
选择铁芯为TDK的PC40 EE-55，对EE-55而言，其Ae=354mm2，窗口面积为Aw=355.5mm2。
先来计算变压器的匝数，这里为了保证在动态过程中铁芯仍然不会饱和（动态过程中有可能出现当占空比为dlim时，所对应的电池电压为Batmax），以Batmax和dlim来求取最大伏秒值（取Bmax=2500Gauss）Np=Batmax×Dlim/(2BmaxAefs)=4.68，取5匝。考虑到铁芯工作于第一与第三象限，有ΔB=2Bmax。由此可以得到每一个付绕组的匝数为Ns=5Np=25匝。
其次，选择原边与付边绕组的线径。在高频应用中应该考虑趋肤效应的存在，因此可以先计算出趋肤深度为δ=66.1/=0.296mm，因此应满足d<2δ=0.591mm。取电流密度为j=4A/mm2，于是可以求得变压器原边绕线的截面积为sp=Isrms/j=45/4=11.25mm2。原边绕组用铜箔0.40mm×32mm来绕制，而付边绕组的绕线截面积为ss=Isrms/j=4.5/4=1.125mm2，因此付边采用LITZ线Φ0.32mm×16来绕制。
然后，对铜窗占用情况进行评估，原、付边绕组所占用的铜窗面积为Scu=Np×Scu_p+2Ns×Scu_s=128.35mm2，于是窗口占用系数为Ku=Scu/Aw=0.1361，可行。
4 软开关实现与实验结果
由前面关于双向变换器的原理分析可见，采用的是移相控制方式，因此可以有效利用开关管的结电容实现零电压开通，下面结合电池模式下的实验波形来加以说明。
由图2可见，在S2、S3关断而S2、S3尚未开通时（即在死区时间内），变压器付边电压先为+V2，这是由于两对开关管均关断，开关管反并联二极管续流，从而使变压器付边电压反向所致；当电流减小到0然后反向时，电压又变为-V2。并且，负载大小不同时，反并联二极管续流时间也会不同（因为在此期间电感上所加的电压是一致的，电流上升或下降的斜率一致），所以负载越大时，电感电流值也越大，所以二极管续流至零的时间也就越长。由于在反并联二极管续流阶段将开关管两端电压限制在零电位，若此时开通开关管，便可以实现零电压开通，从而减小开通损耗。显然由前面分析可见，为了要实现零电压开通，必须减小死区时间。
在这种思路下，我们将死区时间由原来的2μs减小为1.6μs，测得波形如图3所示。[#page#]
由图3可见，在变压器付边电压上没有出现忽正忽负的现象，这说明在电感电流过零时恰好开通了另一对开关管，从波形上看开关管开通时基本没有振动，这说明实现了零电压开通。
图4给出在死区时间分别为2μs和1.6μs时的效率比较图，由图可见实现软开关后效率有了较大提升。
图5和图6分别给出了电池模式下逆变器带2100W负载和市电模式下电池充电（充电功率700W）时双向变换器的电感电流iL、输出电压V2、电池侧电流i1的实验波形，从波形上可以看到电感电流iL含有50Hz的低频分量，这是因为双向变换器的负载-逆变器是一个半桥逆变器，当半桥逆变器带负载时会在其直流母线V2上引入50Hz纹波，同时因电池电压比较稳定，所以加在电感两侧的电压存在低频50Hz纹波从而导致电感电流上也存在50Hz纹波。
5 结语
本文针对软开关双全桥的双向变换器进行了比较详细的分析和设计，并进行了实验验证，实验结果表明，在UPS当中用双向变换器同时来替代电池模式下的DC-DC变换器和市电模式下的充电器是可行的，既节省了成本又获得了较高的效率，具有较强的实用价值。   
参考文献
[1] 陈刚. 软开关双向DC-DC变换器的研究. 浙江大学[博士学位论文]， 2001.
[2] 肖华锋， 谢少军. 一端稳压一端稳流型软开关双向DC-DC变换器(Ⅱ)——设计原则和实验研究. 电工技术学报， 2006， 21(11): 34—39.
[3] Fanghua Zhang， Lan Xiao， Yangguang Yan. Bi-directional Forward-Flyback DC-DC Converter. PESC， Aachen， Germany， 2004: 4058—4061.
[4]  Manu Jain， Daniele， Praveen K. Jain. A Bidirectional DC-DC Converter Topology for LoW Power Application. IEEE Transaction on Power Electronics， 2000， 15(4): 595—606.
[5] 张方华， 严仰光. 推挽正激移相式双向DC-DC变换器. 电工技术学报， 2004， 19(12): 59—64.
作者简介
林新春，男，1974年生，讲师，研究方向为电力电子技术。