基于空间电压矢量的PWM整流器的研究
摘要： 本文提出了一种新型的基于空间电压矢量的PWM整流器定频控制方案，并对其进行了深入研究。以TMS320LF2407A DSP为内核搭建硬件电路，对系统进行了实验验证。实验结果表明，该系统不仅能够有效地抑制注入电网的谐波，实现网侧单位功率因数控制，使网侧电流连续，且为正弦波，而且能够实现能量的双向流动。
1 引言
在整流电源中，目前比较常用的是二极管不控整流或晶闸管相控整流。但是，无论是二极管不控整流，还是晶闸管相控整流，其产生的低功率因数和高谐波含量都将导致电网正弦电压畸变，增加配电系统导线与变压器的损耗，增大谐波电流，造成电网上其它用电装置严重的电磁干扰[1， 2]。同时，低功率因数还将降低电源系统的负载能力和可靠性，因此，消除谐波污染并提高功率因数，已成为电力电子技术中的一个重大课题。对电网来说，可以在电力系统中加入补偿器来补偿电网中的谐波，如有源滤波(APF)，静止无功补偿(SVC)等，也可以设计输入电流为正弦、谐波含量低、功率因数高的整流器。前者是产生谐波后进行补偿，是一种事后补救的措施；而后者是消除了谐波源，是一种从根本上解决谐波问题的措施。
针对上述不足，本文采用全控型开关管取代二极管，并且将基于空间电压矢量的脉宽调制(PWM)技术引入到整流器的控制之中，设计出一种新型的PWM整流器定频控制方案。实验结果表明，该PWM整流器能够有效地抑制注入电网的谐波，使网侧电流连续，且为正弦波；网侧单位功率因数控制；直流侧电压可控；能量双向流动。
2 PWM整流器拓扑结构
PWM整流器拓扑结构如图1所示。
Vsa、Vsb、Vsc为三相交流输入电源电压；Sa、Sa'为桥臂a的上、下开关管，Sb、Sb'为桥臂b的上、下开关管，Sc、Sc'为桥臂c的上、下开关管；L、r为三相交流侧输入电感及其等效电阻；C为直流侧电容；Va'、Vb'、Vc'为整流器交流侧输入电压；ia、ib、ic为整流器交流侧输入电流；Vdc为整流器直流侧电压；VDa、VDb、VDc、VDa'、VDb'、VDc'为各相应开关管的反并联二极管。
3 基于空间电压矢量的定频控制策略的研究
3.1 控制结构
图2为系统控制结构图。系统采用双闭环控制，外环为电压调节，内环为电流调节。电压环的作用是通过输出的直流电压与给定的参考电压之间的偏差经过PI调节器后，得到一个与输入电流相对应的幅值信号I，I分别与电源电压同步信号ea、eb相乘，产生与电源同相或反相的正弦电流参考信号ia*、ib*、ic*。
其中，同步信号ea、eb是与电网电压同相的单位幅值正弦信号，由锁相环(PLL)产生[3-5]，且：
ia*=I·ea(t)=Isin(ωt)
ib*=Ieb(t)=Isin(ωt-2π/3) (1)
以a相为例，当输出电压低于参考电压时，ia*和Vsa相位相同，反之，ia*和Vsa相位相反。电流幅值由PI调节器输出的大小来决定。电流环的作用是使输入侧电流ia跟随参考电流ia*。若ia能够跟随ia*，则当输出电压低于给定电压时，输入侧电流基本为正弦且与输入侧电压同相，系统处于整流状态，能量从电网流向负载；当输出电压高于给定电压时，输入侧电流与输入侧电压反相，系统处于逆变状态，能量由负载流向电网。无论是整流状态还是逆变状态，输入侧功率因数都应接近1。
3.2 控制算法
根据不同的开关状态，PWM整流器共可以产生23=8种空间矢量，其中(000)和(111)为零矢量，(001～110)为六个非零矢量，如图3所示。
根据空间矢量的控制原理，三相电网电压可被视作一个电压矢量V来处理，利用整流器八个基本电压空间矢量(000)～(111)的不同组合合成幅值相同、相位不同的电压矢量V，从而实现电压矢量运动轨迹尽可能逼近基准圆。同样，三相交流输入相电流以及开关管输入侧电压均可以用空间电压矢量来表示：
V=Vsa+Vsb·α+Vsc·α2 (2)
I=Ia+Ib·α+Ic·α2 (3)
V'=Va'+Vb'·α+Vc'·α2 (4)
其中，α=ej2π/3。
根据图1可知：
(5)
其中，I*为指令电流，ΔT为开关周期。
将三相正弦输入电压划分为如图4所示的6个区间[6]，可以发现，按照此划分方法，在一个区间内所对应的每相输入电压没有符号变化。由于输入为单位功率因数，即三相输入电流和三相输入电压的相位须保持一致。
以区间I为例，由于输入为单位功率因数，即三相输入电流和三相输入电压的相位须保持一致。Vsa、Vsb为正，Vsc为负，则ia、ib为正，ic为负，在这种情况下将不会有电流流过Sa、Sb、Sc'，VDa'、VDb'和VDc，因此只需控制Sa'、Sb'、Sc的状态就可以合成电压矢量。
采取不同的调制方法、不同的开关频率，系统的开关损耗也不同。为了减小开关损耗，本系统采用二相调制方法。二相调制方法的调制思路是令某一开关状态在一定作用时间内始终保持为导通（ON状态）或关断（OFF状态），利用零矢量的分配使每相有120°区间桥臂上的功率器件不进行开关动作，从而降低开关损耗。[#page#]
根据两相调制的原则，在区间I内将Sc的状态设为“0”，从而获得4种开关模式，如表1所示；同样，若系统运行在逆变状态，也获得4种开关模式，如表2所示。
通过对表1和表2进行比较可以看出，无论系统运行在整流还是逆变状态，所获得的电压矢量都是相同的。如果V'处于I区间，那么就可以用矢量V0、V1和V2合成。如图5所示。
根据空间电压矢量理论，可以得到以下方程：
表1 区间I整流状态的四种工作模式
Model Model2 Model3 Model4
Sc OFF OFF OFF OFF
sa' ON OFF ON OFF
Sb' ON ON OFF OFF
Va' 0 2Vdc/3 -Vdc/3 Vdc/3
Vb' 0 -Vdc/3 2Vdc/3 Vdc/3
Va' 0 -Vdc/3 -Vdc/3 -2Vdc/3
Vector V0 V1 V3 V2
表2 区间I逆变状态的四种工作模式
Model Model2 Model3 Model4
Sc' ON ON ON ON
sa ON OFF ON OFF
Sb ON ON OFF OFF
Va' Vdc/3 -Vdc/3 2Vdc/3 0
Vb' Vdc/3 2Vdc/3 -Vdc/3 0
Va' -2Vdc/3 -Vdc/3 -Vdc/3
Vector V2 V3 V1 V0
(6)
(7)
ΔT=T0+T1+T2 (8)
由式(6)、(7)、(8)可得：
(9)
(10)
从表1可以看出，在I区间内，开关Sa'对于矢量V1和V2的状态为“OFF”，开关Sb'对于矢量V1的状态为“ON”，矢量V2的状态为“OFF”，由此可以得到Sa'、Sb'的导通率：
(11)
(12)
由于Sc一直处于“OFF”状态，则Sc的导通率：
dsc=0 (13)
同理可知，当系统处于逆变状态时，Sa、Sb、Sc'的导通率分别为：
(14)
(15)
dsc'=1 (16)
将式(11)～(13)和(14)～(16)作比较可知，在同一区间内，处于整流状态时，某一桥臂的上管一直为“OFF”；处于逆变状态时，同一桥臂的下管一直为“ON”。
通过上述分析，以及对比表1和表2，可以发现整流状态和逆变状态下相应区间中，用于合成电压矢量的基本矢量是一致的，而且，无论是需要进行控制的开关还是对应开关的占空比计算公式，都呈互补关系，因此，整流状态与逆变状态下的开关占空比计算公式是统一的，全部开关算法如表3所示。
表3 SVPWM开关算法
区间 矢量 导通率
I V0 da=(2Va'+Vb')/Vdc
V1 db=(Va'+2Vb')/Vdc
V2 dc=0
Ⅱ V2 da=1+(2Va'+Vc')/Vdc
V3 db=1
V7 dc=1+(Va'+2Vc')/Vdc
Ⅲ V0 da=0
V3 db=(2Vb'+Vc')/Vdc
V4 dc=(Vb'+2Vc')/Vdc
Ⅳ V4 da=1+(2Va'+Vb')/Vdc
V5 db=1+(Va'+2Vb')/Vdc
V7 dc=1
Ⅴ V0 da=(2Va'+Vc')/Vdc
V5 db=0
V6 dc=(Va'+2Vc')/Vdc
Ⅵ V1 da=1
V6 db=1+(2Vb'+Vc')/Vdc
V7 dc=1+(Vb'+2Vc')/Vdc[#page#]
4 实验结果
本文完成了PWM整流器能量双向流动实验，实验硬件电路如图6所示。利用TMS320LF2407A DSP的串行外设接口(SPI)外接控制面板，实现键盘和显示功能，可以在线调试PI参数、PI参数的上下限幅值、额定直流电压、开关频率等，并且可以显示实际的直流电压，实现在线观测等功能。
用IGBT模块作为六个开关管，在三相电网电压平衡的条件下，只需检测两相电压和两相电流，从而可以节省硬件资源。过零检测是为了将正弦电压信号转换成脉冲信号，进入到I/O通道，在DSP内计算出六个区间的位置，进而划分六个区间。在计算出开关管输入端电压后，由表3就可以计算出各开关管的导通率，进而推算出各电压矢量的实际工作时间。实验参数如下：电源频率50Hz，三相输入相电压有效值70V，L=10mH，电容C由C1和C2串联组成，C1=C2=2200μF/400V，参考电压Vdc*=210V，开关频率5kHz，电阻负载Ro=74Ω。
图7～图11给出了系统处于PWM整流状态和逆变状态时的波形。
图7为a、b桥臂上开关管Sa、Sb控制信号。从图中可以看出，由于本系统采用的是二相调制方法，因此每相桥臂的功率器件在每半个周期里有60°的时间维持某一开关状态，故相同载波频率下，开关次数比三相调制方法少三分之一，因而可降低约33％的开关损耗。
图8为a相上下桥臂开关死区波形。在控制系统中，为了避免上下开关管直通现象的发生，死区时间设置为4.8μs。
图9为从二极管整流到PWM整流过渡时，a相输入电压和a相电流波形，图10为从二极管整流到PWM整流过渡时，直流侧电压与a相电流波形。从两幅图中可以看出，过渡过程大约为0.005s，验证了PWM整流器的快速动态性能；整流器在运行前，IGBT模块的反并联二极管处于整流状态，由于电感的作用，电流呈马鞍状；当PWM整流器稳定运行在整流状态时，电网电压和电流同相位，由此可见网侧功率因数接近1；在起动过程中，直流电压超调很小。
图11表明，PWM整流器从整流状态向逆变状态的过渡过程大约为0.06s；在逆变状态时，电网电压与电流相位相反，可见网侧功率因数接近1。但是，逆变状态时的电流波形正弦度较差，有待进一步研究。
5 结语
本文提出了一种新型的基于空间电压矢量的PWM整流器定频控制方案，并对其进行了深入的研究。以TMS320LF2407ADSP为内核搭建硬件电路，对系统进行了实验验证。实验结果表明，该PWM整流器能够有效地抑制注入电网的谐波，使网侧电流连续，且为正弦波；能量双向流动；网侧单位功率因数控制；直流侧电压可控。
参考文献
[1] 王兆安，张明勋．电力电子设备设计和应用手册．北京：机械工业出版社，2002：675—676．
[2] 詹长江．大功率PWM高频整流系统波形控制技术研究．博士学位论文，武汉：华中理工大学，1997．
[3] 毛鸿，沈琦，吴兆麟．PWM整流器的电压控制策略研究．电气传动[J]．2000，(3)：21—23．
[4] 詹长江，韩郁，赵良炳等．基于电压空间矢量PWM脉宽调制方式的新型三电平高频整流器研究．电工技术学报[J]．1999，14(2)：60—64．
[5] Ana Borisavljevic，M．Reza Iravani，Shashi B．Dewan．Digitally Controlled High Power Switch-Mode。Rectifier．Power Electronics．IEEE Transactions on[J]．2002，17(6)：913—924．
[7] Chern-Lin Chen，Che-Ming Lee，and Guo-Kiang Horng．A Novel Simplified Space-Vector-Modulated Control Scheme for Three-Phase Switch-Mode Rectifier．Power Electronics．IEEE Transactions on [J]．1999，46(3)：512—516．
作者简介
尹忠刚，男，1982年生，博士研究生，研究方向为交流调速与PWM整流电源。
钟彦儒，男，1950年生，教授，博士生导师，研究方向为交流传动与新型电力电子装置。
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