不同功率不同频率信号激励下的磁元件测试
2003-02-27 13:53:45
来源：《国际电子变压器》2000.08
点击：1175
不同功率不同频率信号激励下的磁元件测试
Magnetic Component Measurement under the Excitation Or Singnals with different Power or Frequency
内容提要
本文通过对不同频率、不同功率信号激励下EI-40型空心、磁芯变压器电磁参数的测试，找出了变压器端口等效电抗、绕组等效电抗及磁芯等效电感或磁导率随频率、激磁电流变化的规律，对磁元件、磁材料测试和应用有重要参考价值。
关键词: 功率 频率 等效电抗 电感 激磁电流 磁元件测试
Abstract:In this paper，from the measurement of electromagnetic parameters of EI-40 type transformer with or without core under the excitation of signals with different power or frequency，we found the transforming laws of the equivalent reactance refers to port of transformer， equivalent reactance of winding conductor， equivalent inductance of magnetic core and magnetic conductivity versua frequency or driving current，the research will produce important references for the measurement and application of magnetic component and magnetic material.
Keyword: Power，frequency，equivalent eactance，inductor，driving current，measurement of magnetic component.
一、前 言
随着电力电子系统中高频大功率电子器件的不断完善，高频高密度小尺寸磁元件的开发与应用研究成为近年来功率变换领域的重要课题[1-3]。磁元件在大功率下的测试成为高频功率磁元件设计的重要内容。过去人们习惯于用小信号测试（用网络分析仪、阻抗分析仪等直接测试）来反映磁元件的电磁参数，然而本文就不同频率、不同功率激励下的磁元件参数测试进行比较，得出了与小信号测试不同的结果。
二、磁元件测试原理
1．样品的制作
本文采用国产EI-40型磁芯（R2KB材料）和日本ＴＤＫ公司产的EI-40型磁芯（H7C1材料）及其配套骨架（编为1、2号）制作了几个变压器。变压器样品有三组线圈绕组Np、Ns1、Ns2，如原理图1所示。其中Np用10股(Φ0.27mm的QZ漆包线绕制，匝数为14圈，采用夹心绕法，先绕7匝，待全部次边绕组绕完后，最后再绕剩下的7匝。屏蔽层G1、G2用铜箔加两面绝缘胶带纸完全包裹构成。实验时室温25℃，选用4192A阻抗分析仪来进行测量。
图1 高频变换器电原理图
2．磁元件测试原理图
磁元件M小信号测试和大信号测试的电原理图如图2和3所示。图2中A为高频电流探头。R为采样电阻。
三、 不同功率激励下的磁元件测试
本文通过线圈绕组交流电抗，次边短路、开路时磁芯变压器电磁参数等几个方面研究不同功率激励对磁元件测试的影响。
1. 线圈绕组交流电抗在不同功率激励下的比较
以1号骨架（空心变压器）NP 绕组为例，研究次边开路时其两端电压与频率、激励电流关系。
通过表1、2和图4、5可得：
图4 不同频率下NP绕组Vrms与I关系
图5 不同频率下NP绕组L与I关系
1）在相同信号电流激励下，当频率F升高时，绕组|Z|增大，但|Z|/F下降；
2） 在一定频率下，当激励信号电流增大时，等效电抗和等效电感呈微小下降趋势；
3） 从表1可知，高频下绕组电抗中感抗占大部分。当F>20kHz时，感抗值已超过交流阻抗值10倍以上。
4） 从图5可得，频率提高时，绕组漏感增加，故测得的等效电感值相对变小。
5） 除了因电流探头的电流灵敏度关系致使0.1
A、2A情况发生偏差外，大小信号激励情况下的电抗变化规律基本相同。
2．次边短路时磁芯变压器在不同功率激励下的参数比较
以1号骨架TDK磁芯NP 绕组为例，比较次边短路时大小信号激励下参数测量。测试条件:T=20.5℃，采样电阻R=5.42Ω。测试电路及采样方式如图3。从实验可得:
1) 磁芯变压器在次边短路时原边端口等效电抗随激励电流大小、频率的变化规律与空心变压器基本相同，但电抗值相对偏小，即磁芯变压器漏感比空心电感小。
2）当频率达20kHz、电流达0.5A以上时，漏感约在mH数量级。
3．次边开路时磁芯变压器在不同功率激励下的参数比较
以1号骨架TDK磁芯变压器NP 绕组为例，比较次边开路时大小信号激励下参数测量。测试条件及电路与次边短路情况同。
从表3、4、图6、7可得：
图6 次级开路NP绕组Vrms与I关系
图7 不同频率下磁元件L与I关系
1）在同一频率大信号（认为电流>0.1A）激励下，磁元件的端口等效电抗出现不规则，此与电流变化引起电感非线性变化有关。
2）大信号下的等效电抗值明显比小信号时小。这是由于高频时感抗分量占电抗的大部分，而在高频大信号下磁芯电感容易发生非线性变化，这与小信号激励时电感的线性变化明显不同。
3）从表3可知，高频磁元件的阻抗角已接近90°，因此未经相位补偿的磁元件损耗测量将引起较大误差。
4）在实验中发现，当F=20kHz 时，I=1.8A波形开始发生畸变;当F=100kHz 时I=1.26A开始发生大畸变，而在此之前未有畸变;当F=200kHz 时，I=1.3A 波形大失真。以上的所谓畸变反映了EI-40型TDK磁芯工作的饱和情况。
5）由表1可知，空心变压器在高频(10kHz~200
kHz）小信号（几mV~几十mV）激励下电感值约210 mH 。由图7可看出，当励磁电流达到0.1A，大信号（几V~几十V）激励，频率达20kHz以上时，电感值降至50 mH 左右。这可认为此时磁元件已工作在接近饱和区，即工作在磁化曲线中快要接近平坦的那一部分曲线。
4．1号骨架国产磁芯变压器大信号激励下的测量(实验条件与上同)
由图8、9可知，国产磁芯在高频大功率下具有与TDK磁芯相类似的现象。所不同的是出现饱和失真的激励信号大小有区别。对于国产磁芯在实验中发现，当F=20kHz 时，I=1.5A (TDK为1.8A)波形开始发生畸变;当F=100kHz时，I=0.44A 开始发生畸变，I=1.2A 时产生大失真。（TDK在I=1.26A开始发生大畸变，而在此之前未有畸变）;当F=200kHz时，I=1.1A（TDK为I=1.3A）波形大失真。从以上比较可知，与国产EI-40磁芯相比，TDK的EI-40磁芯的功率范围稍大些。
图8 不同频率下次级开路NP的Vrms与I关系
图9 不同频率下NP之L与I关系
四、用高频电流传感器定标研究激磁电流、工作频率与磁元件参数的关系
以2号骨架TDK磁芯NP绕组为例， 研究激磁电流、工作频率与磁元件参数的关系，以期找出高频下磁导率、电感随激磁电流变化的规律。测试条件:用高频电流传感器定标：当Vc=1V 时，主电路电流为0.1A。
从以上六组数据的分析可得:
1)在一特定频率下，几乎均存在一励磁电流使磁元件的等效电感量最大。比如F=20kHz时，在Irms=275
mA附近L取最大;F=50kHz时，在Irms=213mA附近L取最大;F=100kHz时，在Irms=163mA 附近L取最大;F=500kHz时，在Irms=38mA附近L取最大。而这一工作点即可认为是该频率下磁化曲线的拐点（斜率最大点或电感值最大点）。如图10所示。所以本实验反映了一定高频下磁元件参数(电感和磁导率）随激磁电流变化的情况。
图10 一定频率下磁参数与源励磁关系
2)从以上数据分析可得图10的曲线。设f1、f2、f3三个频率对应于三组Lm~Im曲线的三个电感量峰值点Lm1、Lm2、Lm3，若f1>f2>f3，则有Lm1>Lm2>Lm3;工作频率越高，出现电感峰值点的激磁电流越小，即工作频率越高，激磁电流增大时出现磁非线性饱和越早。
3)从电感与磁导率的关系可知，磁导率与激磁电流、频率之间也存在如图10的关系。
图11 不同频率下R与I关系
五、高频采样电阻与频率、电流的关系
表6给出图3中磁元件与采样电阻上电压的相位关系，从表中可知，为了能在高频磁元件损耗测量时提高精度，对电阻的无感要求是很高的。
由图12可得不同频率其电阻上所表现出的总电抗不同，频率越高，电抗值越大。主要原因是在高频时电阻本身不再是纯电阻，而是出现了一定的电抗分量，且其值随频率的升高而增大。高频下电阻可等效为图12所示。
图12 电阻的高频等效电路
1. 采样电阻高频电感分量的确定
图7中，直流时R=5.42欧姆;在I=1A，F=20kHz时，等效电抗|Z|=5.94欧姆;F=50kHz时，|Z|=5.909欧姆;F=100kHz时，|Z|=6.00欧姆;F=200kHz时，|Z|=6.23欧姆。由于通常情况下C很小，在MHz级及以下频率其作用几乎可以忽略，故等效R 值的增加主要体现在L值上。设直流电阻为R0，等效电抗幅值为|Z|，电感为L，工作角频率为ω，则有:
由此可得: F=20kHz时，L=19.32μH; F=50kHz时， L=7.492μH;F=100kHz时，L=4.103μH; F=200kHz时，L=2.438μH.
所以采样电阻在高频时表现出一定的电感特性，由于频率升高后电阻的等效电感之漏感增加，故测得的等效电感值减小。
2．高频电流大小对电阻高频参数的影响(设F=100kHz)
I=0.5A 时，|Z|=5.916欧姆，L=3.774μH; I=1.0A 时，|Z|=6.002欧姆，L=4.103μH;I=1.5A 时，|Z|=5.917欧姆，L=3.778μH;I=2.0A 时，|Z|=5.865欧姆，L=3.567μH;所以一定频率下，采样电阻的等效感抗分量受励磁电流影响较小。
由此可知，选择优质高频无感采样电阻对于高频电路中电流测试的准确度影响较大。适当采用电流传感器或其它定标方式来获得高频电流的高精度测量是必要的。
六、结 论
本文通过对大小信号激励下磁元件参数测试的比较，得出如下结论：
1、 对于空心变压器和次边短路时的磁芯变压器，大小信号激励下测得的端口等效电抗随频率、激磁电流变化的规律基本一致。即在相同信号电流激励下，当频率F升高时，绕组等效电抗模值|Z|增大;在一定频率下，当激励信号电流增大时，等效电抗和等效电感呈微小下降趋势。
2、 对于次边开路时的磁芯变压器，小信号激励下测得的等效电抗值明显比大信号激励时大，此因高频大信号激励时磁芯电感出现非线性变化所引起。
3、 在一特定频率下，几乎均存在一励磁电流使磁元件的等效电感量和磁导率最大。电感或磁导率峰值随频率的升高向低激磁电流方向偏移，即频率越高进入磁饱和的激磁电流越小。这一现象将对磁材料测试和应用有指导意义。
参考文献
1 N.Dai， and F.C.Lee， "Design of a High Density Low-Profile Transformer，" Proceedings of the Power Electronics Specialist Conference， VA， Sept. 24-26， 1995， pp.107-114.
2 Ning Dai， and Fred C.Lee， "Design of a High Density Low-profile Transformer，" IEEE APEC’96 ， pp.434-440.
3 W.G.Hurley， M.C.Duffy， S.O’Reilly， S.C.O’Mathuna， "Impedance Formulas for Planar Magnetic Structures with Spiral Windings，" IEEE PESC’97 ， pp.627-633.
Magnetic Component Measurement under the Excitation Or Singnals with different Power or Frequency
内容提要
本文通过对不同频率、不同功率信号激励下EI-40型空心、磁芯变压器电磁参数的测试，找出了变压器端口等效电抗、绕组等效电抗及磁芯等效电感或磁导率随频率、激磁电流变化的规律，对磁元件、磁材料测试和应用有重要参考价值。
关键词: 功率 频率 等效电抗 电感 激磁电流 磁元件测试
Abstract:In this paper，from the measurement of electromagnetic parameters of EI-40 type transformer with or without core under the excitation of signals with different power or frequency，we found the transforming laws of the equivalent reactance refers to port of transformer， equivalent reactance of winding conductor， equivalent inductance of magnetic core and magnetic conductivity versua frequency or driving current，the research will produce important references for the measurement and application of magnetic component and magnetic material.
Keyword: Power，frequency，equivalent eactance，inductor，driving current，measurement of magnetic component.
一、前 言
随着电力电子系统中高频大功率电子器件的不断完善，高频高密度小尺寸磁元件的开发与应用研究成为近年来功率变换领域的重要课题[1-3]。磁元件在大功率下的测试成为高频功率磁元件设计的重要内容。过去人们习惯于用小信号测试（用网络分析仪、阻抗分析仪等直接测试）来反映磁元件的电磁参数，然而本文就不同频率、不同功率激励下的磁元件参数测试进行比较，得出了与小信号测试不同的结果。
二、磁元件测试原理
1．样品的制作
本文采用国产EI-40型磁芯（R2KB材料）和日本ＴＤＫ公司产的EI-40型磁芯（H7C1材料）及其配套骨架（编为1、2号）制作了几个变压器。变压器样品有三组线圈绕组Np、Ns1、Ns2，如原理图1所示。其中Np用10股(Φ0.27mm的QZ漆包线绕制，匝数为14圈，采用夹心绕法，先绕7匝，待全部次边绕组绕完后，最后再绕剩下的7匝。屏蔽层G1、G2用铜箔加两面绝缘胶带纸完全包裹构成。实验时室温25℃，选用4192A阻抗分析仪来进行测量。
图1 高频变换器电原理图
2．磁元件测试原理图
磁元件M小信号测试和大信号测试的电原理图如图2和3所示。图2中A为高频电流探头。R为采样电阻。
三、 不同功率激励下的磁元件测试
本文通过线圈绕组交流电抗，次边短路、开路时磁芯变压器电磁参数等几个方面研究不同功率激励对磁元件测试的影响。
1. 线圈绕组交流电抗在不同功率激励下的比较
以1号骨架（空心变压器）NP 绕组为例，研究次边开路时其两端电压与频率、激励电流关系。
通过表1、2和图4、5可得：
图4 不同频率下NP绕组Vrms与I关系
图5 不同频率下NP绕组L与I关系
1）在相同信号电流激励下，当频率F升高时，绕组|Z|增大，但|Z|/F下降；
2） 在一定频率下，当激励信号电流增大时，等效电抗和等效电感呈微小下降趋势；
3） 从表1可知，高频下绕组电抗中感抗占大部分。当F>20kHz时，感抗值已超过交流阻抗值10倍以上。
4） 从图5可得，频率提高时，绕组漏感增加，故测得的等效电感值相对变小。
5） 除了因电流探头的电流灵敏度关系致使0.1
A、2A情况发生偏差外，大小信号激励情况下的电抗变化规律基本相同。
2．次边短路时磁芯变压器在不同功率激励下的参数比较
以1号骨架TDK磁芯NP 绕组为例，比较次边短路时大小信号激励下参数测量。测试条件:T=20.5℃，采样电阻R=5.42Ω。测试电路及采样方式如图3。从实验可得:
1) 磁芯变压器在次边短路时原边端口等效电抗随激励电流大小、频率的变化规律与空心变压器基本相同，但电抗值相对偏小，即磁芯变压器漏感比空心电感小。
2）当频率达20kHz、电流达0.5A以上时，漏感约在mH数量级。
3．次边开路时磁芯变压器在不同功率激励下的参数比较
以1号骨架TDK磁芯变压器NP 绕组为例，比较次边开路时大小信号激励下参数测量。测试条件及电路与次边短路情况同。
从表3、4、图6、7可得：
图6 次级开路NP绕组Vrms与I关系
图7 不同频率下磁元件L与I关系
1）在同一频率大信号（认为电流>0.1A）激励下，磁元件的端口等效电抗出现不规则，此与电流变化引起电感非线性变化有关。
2）大信号下的等效电抗值明显比小信号时小。这是由于高频时感抗分量占电抗的大部分，而在高频大信号下磁芯电感容易发生非线性变化，这与小信号激励时电感的线性变化明显不同。
3）从表3可知，高频磁元件的阻抗角已接近90°，因此未经相位补偿的磁元件损耗测量将引起较大误差。
4）在实验中发现，当F=20kHz 时，I=1.8A波形开始发生畸变;当F=100kHz 时I=1.26A开始发生大畸变，而在此之前未有畸变;当F=200kHz 时，I=1.3A 波形大失真。以上的所谓畸变反映了EI-40型TDK磁芯工作的饱和情况。
5）由表1可知，空心变压器在高频(10kHz~200
kHz）小信号（几mV~几十mV）激励下电感值约210 mH 。由图7可看出，当励磁电流达到0.1A，大信号（几V~几十V）激励，频率达20kHz以上时，电感值降至50 mH 左右。这可认为此时磁元件已工作在接近饱和区，即工作在磁化曲线中快要接近平坦的那一部分曲线。
4．1号骨架国产磁芯变压器大信号激励下的测量(实验条件与上同)
由图8、9可知，国产磁芯在高频大功率下具有与TDK磁芯相类似的现象。所不同的是出现饱和失真的激励信号大小有区别。对于国产磁芯在实验中发现，当F=20kHz 时，I=1.5A (TDK为1.8A)波形开始发生畸变;当F=100kHz时，I=0.44A 开始发生畸变，I=1.2A 时产生大失真。（TDK在I=1.26A开始发生大畸变，而在此之前未有畸变）;当F=200kHz时，I=1.1A（TDK为I=1.3A）波形大失真。从以上比较可知，与国产EI-40磁芯相比，TDK的EI-40磁芯的功率范围稍大些。
图8 不同频率下次级开路NP的Vrms与I关系
图9 不同频率下NP之L与I关系
四、用高频电流传感器定标研究激磁电流、工作频率与磁元件参数的关系
以2号骨架TDK磁芯NP绕组为例， 研究激磁电流、工作频率与磁元件参数的关系，以期找出高频下磁导率、电感随激磁电流变化的规律。测试条件:用高频电流传感器定标：当Vc=1V 时，主电路电流为0.1A。
从以上六组数据的分析可得:
1)在一特定频率下，几乎均存在一励磁电流使磁元件的等效电感量最大。比如F=20kHz时，在Irms=275
mA附近L取最大;F=50kHz时，在Irms=213mA附近L取最大;F=100kHz时，在Irms=163mA 附近L取最大;F=500kHz时，在Irms=38mA附近L取最大。而这一工作点即可认为是该频率下磁化曲线的拐点（斜率最大点或电感值最大点）。如图10所示。所以本实验反映了一定高频下磁元件参数(电感和磁导率）随激磁电流变化的情况。
图10 一定频率下磁参数与源励磁关系
2)从以上数据分析可得图10的曲线。设f1、f2、f3三个频率对应于三组Lm~Im曲线的三个电感量峰值点Lm1、Lm2、Lm3，若f1>f2>f3，则有Lm1>Lm2>Lm3;工作频率越高，出现电感峰值点的激磁电流越小，即工作频率越高，激磁电流增大时出现磁非线性饱和越早。
3)从电感与磁导率的关系可知，磁导率与激磁电流、频率之间也存在如图10的关系。
图11 不同频率下R与I关系
五、高频采样电阻与频率、电流的关系
表6给出图3中磁元件与采样电阻上电压的相位关系，从表中可知，为了能在高频磁元件损耗测量时提高精度，对电阻的无感要求是很高的。
由图12可得不同频率其电阻上所表现出的总电抗不同，频率越高，电抗值越大。主要原因是在高频时电阻本身不再是纯电阻，而是出现了一定的电抗分量，且其值随频率的升高而增大。高频下电阻可等效为图12所示。
图12 电阻的高频等效电路
1. 采样电阻高频电感分量的确定
图7中，直流时R=5.42欧姆;在I=1A，F=20kHz时，等效电抗|Z|=5.94欧姆;F=50kHz时，|Z|=5.909欧姆;F=100kHz时，|Z|=6.00欧姆;F=200kHz时，|Z|=6.23欧姆。由于通常情况下C很小，在MHz级及以下频率其作用几乎可以忽略，故等效R 值的增加主要体现在L值上。设直流电阻为R0，等效电抗幅值为|Z|，电感为L，工作角频率为ω，则有:
由此可得: F=20kHz时，L=19.32μH; F=50kHz时， L=7.492μH;F=100kHz时，L=4.103μH; F=200kHz时，L=2.438μH.
所以采样电阻在高频时表现出一定的电感特性，由于频率升高后电阻的等效电感之漏感增加，故测得的等效电感值减小。
2．高频电流大小对电阻高频参数的影响(设F=100kHz)
I=0.5A 时，|Z|=5.916欧姆，L=3.774μH; I=1.0A 时，|Z|=6.002欧姆，L=4.103μH;I=1.5A 时，|Z|=5.917欧姆，L=3.778μH;I=2.0A 时，|Z|=5.865欧姆，L=3.567μH;所以一定频率下，采样电阻的等效感抗分量受励磁电流影响较小。
由此可知，选择优质高频无感采样电阻对于高频电路中电流测试的准确度影响较大。适当采用电流传感器或其它定标方式来获得高频电流的高精度测量是必要的。
六、结 论
本文通过对大小信号激励下磁元件参数测试的比较，得出如下结论：
1、 对于空心变压器和次边短路时的磁芯变压器，大小信号激励下测得的端口等效电抗随频率、激磁电流变化的规律基本一致。即在相同信号电流激励下，当频率F升高时，绕组等效电抗模值|Z|增大;在一定频率下，当激励信号电流增大时，等效电抗和等效电感呈微小下降趋势。
2、 对于次边开路时的磁芯变压器，小信号激励下测得的等效电抗值明显比大信号激励时大，此因高频大信号激励时磁芯电感出现非线性变化所引起。
3、 在一特定频率下，几乎均存在一励磁电流使磁元件的等效电感量和磁导率最大。电感或磁导率峰值随频率的升高向低激磁电流方向偏移，即频率越高进入磁饱和的激磁电流越小。这一现象将对磁材料测试和应用有指导意义。
参考文献
1 N.Dai， and F.C.Lee， "Design of a High Density Low-Profile Transformer，" Proceedings of the Power Electronics Specialist Conference， VA， Sept. 24-26， 1995， pp.107-114.
2 Ning Dai， and Fred C.Lee， "Design of a High Density Low-profile Transformer，" IEEE APEC’96 ， pp.434-440.
3 W.G.Hurley， M.C.Duffy， S.O’Reilly， S.C.O’Mathuna， "Impedance Formulas for Planar Magnetic Structures with Spiral Windings，" IEEE PESC’97 ， pp.627-633.
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