1 引言
在小功率电池充电器，电源适配器及开关电源中，广泛采用RCC变换器（Ring ing Choke Converter），其基本电路如图1所示。
这种RCC电路由于是基极激励，其安全工作电压受BVceo的限制。但是，如果采用了ACT30系列独立控制器，接在普通NPN型开关晶体管的射极，或N沟道MOSFET的源极。如图2所示，采取射极激励的方式。就可大大改善NPN型晶体管的安全工作范围。
如图3所示，我们知道，通常BVcbo>BVceo，图中的安全工作电压由Vceo扩大到Vcbo。这样，对于VAC=265V的电网电压就可采用下列较便宜的最普通的NPN型功率开关晶体管。
不仅如此，ACT30系列独立控制器，还具有输出短路保护，过流保护及欠压保护等功能。下面对IC器件及其实用电路作一详细介绍。
2 ACT30 的外形引脚及内部功能说明
①如图4 (a、b)  ACT30系列IC块，有两种封装形式：TO-92（图4a）和SOT23-5 （图4b）。
表 2  引脚说明
引脚号 引脚名称 引脚说明
TO-92 SOT23-5  
1 1 VDD 电源输入端，连接光耦的射极，在内部限制到5.5V，用一个适当的补偿网络旁路到地。
2 2 GND 接地
3  DRV 驱动输出（TO-92）接到高压管NPN或MOSFET的射极。对于ATC30A/C，DRV脚内连到DRV1。对于AC30B/D，DRV内连到DRV1和DRV2。
 5 DRV1 驱动输出1（SOT23-5）在启动期间，也用作电源输入端。
 4 DRV2 驱动输出2（SOT23-5）
 3 FREQ 频率选择（SDT23-5）该端子有个内部的200kΩ下拉电阻，在100kHZ时，连到VDD。在65kHZ时，连到地或脱离断开。

②内部功能说明：见图5
图5为ACT30的功能方框图。主要包括：开关控制逻辑，两个带有并联电流检测的接通芯片中间电压驱动MOSFETS。驱动器、振荡器斜坡产生器、电流限制VC发生器、误差比较器、打嗝控制偏置、及欠压锁定和调压电路。
从图5看出，该IC有6个内部端子，VDD是电源供电端，DRV1和DRV2是线性驱动输出，可以驱动外接NPN高压晶体管或N沟道MOSFET管的射极。这种射极驱动方式，可充分利用晶体管的BVcbo高的优点。可采用低成本的晶体管，如W13003D（Vcbo700V）或W13003（BVcbo=600V）适用输入电压变化较宽的范围。转换速度限制的驱动和外接NPN晶体管的截止特性一起可使EMI降低。
驱动峰值电流（相对于供电电压VDD）设定有负压系数，这样，较低的供电电压，会自动引导出较高的DRV1峰值电流，这种方式，当供电电压降低时，光耦器可以直接控制VDD去影响驱动电流增加。
1#FREQ端子线，在ACT30C/D TO-92中被熔接到VDD端，2#DRV2端子线在ACT30B/D TO-92中被熔接到DRV1。
③ACT30的启动时序，参看图2 简化应用电路，及图6启动波形图：
启动时序
图2表明一个简化的应用电路。开始，微小电流通过电阻R1给电容C1充电，晶体管作为射极跟随器，使DRV1电压也随之升高，内部调节器产生VDD电压等于:VDR1-3.6V（对于ACT30A/C）或DRV1-4.6VD，(对于ACT30B/D）不过，它最大不超过5.5V。当VDD达到5V时，该调节器电源的作用停止，VDD开始下降（由于有电流消耗），当VDD电压降到低于4.75V时，光耦反馈电路阻止VDD进一步下降。这种转换作用也允许反馈绕组接替C1电容去供电。图6 为ATC30的典型启动次序波形图。
为了限制反馈电压，用12V稳压管（对于ACT30A/C）或者13V稳压管，（对于ACT30B/D）（图2中的D1）。
由于启动电流很小，可以把启动电阻R1加大到2MΩ。实际的R1值应按待机损耗和启动时间延迟两者兼顾考虑。
④正常工作：
在正常工作时，来自变压器次级侧的反馈信号，通过光耦转换成电流信号注入VDD脚。VDD脚的动态电阻为9kΩ。综合的VDD电压影响IC的转换。从功能方框图看出，电流限制VC产生器利用VDD电压和基准电压4.75V之间的差，在误差放大器的负输入端上产生一个成比例的偏差电压。
在每次开关周期开始点，该驱动器接通。当初级的电流增加时，电流检测电阻电流（是变压器初级电流的一部分）也随时增加。
当该电压越过这个电流检测电阻加上振荡器斜坡信号，等于误差比较器负的输入电压时，该驱动器就关断。这样，峰值DRV1电流具有负电压系数为-0.29A/V，并可按下式计算。
IDRV1PEAK=0.29A/V*（4.75V-VDD）
对于VDD<4.75V 工作期<50％
当输出电压小于调节器电压，VDD脚上的电流就是零。并且VDD电压下降，在VDD=VUV=3.35V，峰值DRV1电流最大为400mAVDD电压低时，驱动电流IDRV1最大，输出升到调整点，超过此点，光耦又动作，来阻止VDD下降。
⑤极限电流的调节：
该IC专有的驱动安排，允许电流极限值在400mA及1.2A之间调节。为了理解这点，该驱动器必须按线性电阻器件来使用。典型的电阻值为3.6Ω[而不是按数字输出开关用]。电流极限值则可通过图7所示的线性组合来计算。对于TO-92封装ACT30A/C，均能设定到400mA极限值，而ACT30B/D被设定为800mA极限值。对于ACT30E（SOT23-5）包封，提供DVR1和DVR2两个端子。
⑥脉冲频率跳变：
PFWM开关控制逻辑方框，依据输出负载电流大小按不同的模式工作。在轻载下，VDD电压约为4.75V。由每个开关周期（最小导通时间为500nS）传输到输出端的能量，引起VDD稍微增加到高于4.75V，FPWM开关控制逻辑方框能够检测出这种状态，并阻止VDD再低于4.75V。这就导致在脉冲宽度固定而频率可变的情况下，产生一种脉冲频率跳跃作用。因为开关频率下降了，所以，使功耗降低，典型的系统待机功耗是0.15W。
⑦输出短路打嗝：
当输出端短路时，ACT30就进入打嗝模态工作。在这种状态下，辅助的供电电压减弱了。在每周期截止时间内，导通芯片检测器比较DRV1电压和6.8V电压，如果DRV1电压低于6.8V，则IC就不起动下一个周期，使辅助电压和VDD电压两者进一步下降，当VDD电压降低于3.35V时，电路则进入启动模式。
这种打嗝状态，一直持续到短路被排除为止。有这样的特性，使有效的工作比很低，短路电流很小。为确保IC容易地进入打嗝模式，变压器这样绕制，使反馈和输出绕组间紧密耦合。按下述次序来绕制；从骨架上开始，初级绕组输出绕组反馈绕组。
3 实用电路介绍
下面介绍采用ACT30构成的两种实用电路。
3.1小功率开关电源：(小功率AC-DC adapter)
如图8所示开关电源电路：其输入电压为85-265V，50Hz/60Hz，最大输出功率5W。输出电压Vout=5V±0.5％，输出电流Iout=0-1A。开关频率65kHz。
该电路元件的参数值列于表3，变压器资料列于表4。
表3 电路元件参数
符 号 数 值 说 明
R1，R2 510K/1206 5％
R3，R4 200K/1206 5％
R5，R7 330R/0805 5％
R6 100R/0806 5％
R8 200R/0805 5％
R9a 51R/0805 5％
R9b 510R/0805 5％
R10，R11 1K/0805 5％
R12，R13 5.1K/0805 1％
R14 0.68R 1％，1.5W
R15 3.3R/1206 1％
R17 30R/0805 5％
C1，C2 4.7uF/400V Electrolytic Cap
C3 22uF/16V Electrolytic Cap
C4 1000pF/1KV Ceramic Cap
C5 10uF/10V Electrolytic Cap
C6 10nF/0805 X7R，20％
C7 1000uF/10V Electrolytic Cap
C8 470uF/10V Electrolytic Cap
C9 0.33uF/0805 X7R，20％
C10 1000PF/500V Ceramic Cap
CY 1000PF/400V Y Class Cap
D1-D4 1N4007 
D5 FR107 
D6，D7 1N4148 Glass Case
D8 SR306 Schottky Diode
Z1 12V Zener Diode，Glass Case
L1 330uH 
L2 10uH/1.5A 
Q1 W13003B TO-126，β>15
Q2 2N5551 SOT23-3
IC1 ACT30A TO-92
IC2 PC817B DIP4
IC3 TL431 TO-92
F1 1A FUSE
T EE16-5V1A EE16 10Pins
Pcb 34.1mm×54.4mm FR-4，Sing Layer 35um

电路工作详细说明如下：
输入级：
输入交流电压通过D1-D4，C1和C2，保险管F1，整流滤波。保险管F1是一种阻燃的可熔断型，防止故障状态，并满足安规故障测试要求。C1和C2的数值，这样选择，为满足2uF/W电容，所用电容值较小。电源频率输出纹波会增加。典型情况下，差模EMI（<500kHz）也会增加。为满足EN55022B/CISPR22B，及FCCB传导EMC限额要求。由电容C1和C2及电感L1组成 ∏形滤波器。
ACT30A工作：
接通电源，高压就加在变压器T1的1脚上。然后，微小电流就通过电阻（R1+R2）给电容C3充电，而晶体管Q1作为一个射极跟随器，提升ACT30A的引脚3（DRV1）上的电压，IC内部调节器产生一个电压等于VDRV1-3.6，（最大值为5.5V）加到ACT30A的1#脚（FB/VDD）。并通过R8给C5充电。当VDRV增加到8.6V（VDD达到5V）该调节器电源的作用停止，而VDD则开始下降。由于ACT30A的内耗电流流过，当VDD电压降到低于4.75V时，IC就开始工作，驱动电流增加，利用C5中的能量去供给IC。当该输出电压达到调节点时，光耦（IC2）反馈电路就阻止VDD进一步下降。该变压器也可用输出绕组接替供电电容经过IC2的次级驱动Q1的射极。（R1+R2）的数值决定着启动时间。（R1+R2）也影响待机损耗，而C3在输出建立期间内（在这段时间输出绕组可能不会给C3足够的能量）还起驱动Q1基极的作用，这样（R1+R2）和C3的数值应该在待机损耗和输出建立时间及在最小输入电压下有满载输出之间进行权衡选择。
在输出建立期间，C5还用作ACT30A的电源。这样，它就应该储存足够的能量，以保证在最差的条件（在输入电压最小时满载输出）下也能建立起输出，（R8+C5）对整个回路工作的稳定性还起着极性补偿作用。C6是ACT30A的FB/VDD脚对地的解耦电容器。D6是对反馈绕组电压的整流二极管，R6是限流电阻，R6值大些会减少反馈绕组的损耗，提高效率。但它也不能太大，应该保证在待机状态有正常的输出。
Z1是稳压二极管，用来箝位C3上的电压，阻止它升得太高，（在满载状态）R10是用来控制回路增益，防止在输出建立期间，ACT30的FB/VDD脚过冲电压，高于4.75V，进入破坏模态工作。
R7决定着Q1基极的驱动电流，因为Q1应该总是工作在饱和状态。（否则VCE会升高，功耗变大，Q1会有危险）即基极电流Ib应大于Ic/β。
D7是Q1B-E结的反向二极管。如果R7较小会引起Q1深饱和，从而增加ACT30从导通转向截止时的时间间隔。（Q1的翻转时间）增加了过渡损耗。效率降低，EMI性能也变差。所以，在保证Q1在所有状态均工作在饱和状态的前提下，R7应该尽可能选大些。
Q1是该变换器的主开关元件，当ACT30切断时，它要承受直流高压，这里采用了所谓射极驱动的新型结构，取代基极驱动。所以，SOA（安全工作范围）从VCEO增加到VCBO，可以用常规的NPN型W13003 TO-126封装的晶体管作为Q1。
RCD吸收电路
吸收电路由R3，R4，R5。C4及D5组成，由于变压器T1的漏感，在由导通过度到截止期间，会产生高压尖峰信号。它会击穿Q1并引起EMI。所以，必须箝住该尖峰信号，以保护Q1，并得到较好的EMI结果，R3及R4数值小，C4容量大些，会吸收较多的尖峰能量，并把它箝到一个较低的电压，但又会增加待机损耗。D5应选择快恢复或超快恢复二极管，当然，快速恢复二极管较便宜些。
输出级和反馈（恒压，CV及恒流CC控制）。
D8是次级整流二极管，应在最大环境温度下，按平均电流乘以正向压降。所产生的功率（温升）来考虑快恢复或超快恢复PN型二极管。由R17和C10组成的吸收电路。可以接在D8两端，以改善EMI性能。
C7和C8是输出电容，要求选用等效串联电阻ESR低的铝电解电容器，满足输出电压和纹波电流要求。附加的低通滤波器可由C7和C8及电感L2来组成。这可改善输出电压纹波及EMI性能。
输出电压（恒压CV型）可通过R12R13及IC3的基准电压（VREF）来计算，R12R13精度应为1％的精密电阻，以保证输出电压精度。反馈环由光耦（IC2），R9a，R9b，Q2及电压基准（IC3）——典型情况用TL431作IC3，组成。IC2也作为变压器初级的隔离元件。它的电流传输比CTR（current transition ratio）应接近0.8-1.6。可选B级PC817。R9a是用来控制回路增益，R9b维持Q2的偏流，IC3保证在所有状态的启动。
CV模式是由IC2，R9a，R9b及IC3R12，R13来执行的，当输出电流未高出设置点，转换工作在CV模式，而输出电压等于VREF。（1+R12/R13）。
Ca和R14是IC3的补偿环节，为了保持输出稳定。
CC模式是由IC2，R9a，R9b和Q2，R11，R14，R15来执行的，实际上，R14∥R15是用作电流检测电阻。当R14/R15上的电压降超过Q2的VBE电压时，Q2就导通，并通过驱动IC2的初级LED接替控制该回路。
这样，最大的输出电流近似等于VBE/(R14∥R15)，R14，R15的精度为1％。以获得最大输出电流。对于R14用1W金属膜电阻即可。R15，R11则可用SMD电阻来限制Q2的基极电流。
EMI消除
正如上节所述，C1与C2 之间的L1，C7和C8之间的L2，C10同R17串联，RCD吸收电路都对改善EMI性能有好处。为了消除传导及辐射EMI，以满足EN55022B/CISPR22B及FCCB规范，也采用其它手段。
CY是降低EMI的主要元件。它起Y电容的作用。CY值大了会得到较好的EMI性能，但又会使变压器初级-次级间产生较多的漏电流。在绕制变压器时，附加绕制一个绕组作为屏蔽。如果必要可采用铜箔缠绕在变压器外面，作为电通量的导通，可获得较大的EMI裕度。
3.2 小功率电池充电器
图10为采用ACT30和ACT32（相当于TL431）及W13002A[TO-92，BVceo>400v，BVcbo>600V]构成的3.75W充电器。输入85-265V，输出为5V/0.75A。
为了改变直流输出电压VoutCV和直流电流大小IoutCC，可改变R7和R6：
R7=80KΩ*[（VoutCV-1V）/3.8V-1]
R6=250mA/IoutCC
该电路的性能概括在表5中
表 5
 110V/AC 220V/AC
待机功耗 0.09W 0.15W
最大电流 0.75A 0.75A
满载效率 65％ 67％

采用ATC30布置PCB时应注意
①ACT30的VDD脚要接旁路元件（图6中的C5、C6），且这些元件的接地是和变压器初级侧和输入滤波电容器（图6中的C2）的接地端子。用星点连接起来。
②使输入滤波器，变压器初级绕组，及高压晶体管以及ACT30之间的连接线或回路尽量短。
③使ACT30引脚和高压晶体管的引脚间连接尽量短。
④使变压器次级绕组，输出整流二极管及输出滤波电容间的回路尽量短。
⑤为了散热，高压晶体管，输出整流二极管及分流电阻引脚连接的铜箔尺寸适当大些。
4 ACT30的电气参数
4.1 最大额定值
（注意，使用时不能超过这些极限值 ，以免损伤器件，也不能在最大的额定状态长期使用这会影响器件的寿命。）
参 数 数 值 单 位
VDD，FREQ端子电压 -0.3-6 V
VDD电流 20 mA
DRV、DRV1、DRV2电压 -0.3-18 V
连续DRV、DRV1、DRV2电流 内部限制 A
最大功耗 TO-92 0.6 W
 SOT23-5 0.39 W
工作结温 -40-150 ℃
储存温度 -55-150 ℃
引脚焊接（焊接时间10S） 300 ℃

4.2 电气特性(示表6)
VDD=4V、Tj=25℃（测量）