本文详细介绍了开关电源(SMPS)中各个元器件损耗的计算和预测技术，并讨论了提高开关调节器效率的相关技术和特点，以选择最合适的芯片来达到高效指标。本文介绍了影响开关电源效率的基本因素，可以以此作为新设计的准则。我们将从一般性介绍开始，然后针对特定的开关元件的损耗进行讨论。

一、效率估计

能量转换系统必定存在能耗，虽然实际应用中无法获得100%的转换效率，但是，一个高质量的电源效率可以达到非常高的水平，效率接近95%.

绝大多数电源IC的工作效率可以在特定的工作条件下测得，数据资料中给出了这些参数。Maxim的数据资料给出了实际测试得到的数据，其他厂商也会给出实际测量的结果，但我们只能对我们自己的数据担保。图1给出了一个SMPS降压转换器的电路实例，转换效率可以达到97%，即使在轻载时也能保持较高效率。

采用什么秘诀才能达到如此高的效率?我们最好从了解SMPS损耗的公共问题开始，开关电源的损耗大部分来自开关器件(MOSFET和二极管)，另外小部分损耗来自电感和电容。但是，如果使用非常廉价的电感和电容(具有较高电阻)，将会导致损耗明显增大。

选择IC时，需要考虑控制器的架构和内部元件，以期获得高效指标。例如，图1采用了多种方法来降低损耗，其中包括：同步整流，芯片内部集成低导通电阻的MOSFET，低静态电流和跳脉冲控制模式。我们将在本文展开讨论这些措施带来的好处。

图1. MAX1556降压转换器集成了低导通电阻的MOSFET，采用同步整流，可以达到95%的转换效率，效率曲线如图所示。

二、降压型SMPS

损耗是任何SMPS架构都面临的问题，我们在此以图2所示降压型(或buck)转换器为例进行讨论，图中标明各点的开关波形，用于后续计算。

图2.通用降压型SMPS电路和相关波形，对于理解SMPS架构提供了一个很好的参考实例。[page]

降压转换器的主要功能是把一个较高的直流输入电压转换成较低的直流输出电压。为了达到这个要求，MOSFET以固定频率(fS)，在脉宽调制信号(PWM)的控制下进行开、关操作。当MOSFET导通时，输入电压给电感和电容(L和COUT)充电，通过它们把能量传递给负载。在此期间，电感电流线性上升，电流回路如图2中的回路1所示。当MOSFET断开时，输入电压断开与电感的连接，电感和输出电容为负载供电。电感电流线性下降，电流流过二极管，电流回路如图中的环路2所示。MOSFET的导通时间定义为PWM信号的占空比(D)。D把每个开关周期分成[D×tS]和[(1 - D)×tS]两部分，它们分别对应于MOSFET的导通时间(环路1)和二极管的导通时间(环路2)。所有SMPS拓扑(降压、反相等)都采用这种方式划分开关周期，实现电压转换。对于降压转换电路，较大的占空比将向负载传输较多的能量，平均输出电压增加。相反，占空比较低时，平均输出电压也会降低。根据这个关系，可以得到以下理想情况下(不考虑二极管或MOSFET的压降)降压型SMPS的转换公式：VOUT = D×VIN IIN = D×IOUT需要注意的是，任何SMPS在一个开关周期内处于某个状态的时间越长，那么它在这个状态所造成的损耗也越大。对于降压型转换器，D越低(相应的VOUT越低)，回路2产生的损耗也大。

1、开关器件的损耗MOSFET传导损耗

图3.典型的降压型转换器的MOSFET电流波形，用于估算MOSFET的传导损耗。下式给出了更准确的估算损耗的方法，利用IP和IV之间电流波形I2的积分替代简单的I2项PCOND(MOSFET) = [(IP3 - IV3)/3]×RDS(ON)×D = [(IP3 - IV3)/3]×RDS(ON)×VOUT/VIN式中，IP和IV分别对应于电流波形的峰值和谷值，如图3所示?MOSFET电流从IV线性上升到IP，例如：如果IV为0.25A，IP为1.75A，RDS(ON)为0.1Ω，VOUT为VIN/2 (D = 0.5)，基于平均电流(1A)的计算结果为： PCOND(MOSFET) (使用平均电流) = 12×0.1×0.5 = 0.050W。

利用波形积分进行更准确的计算： PCOND(MOSFET) (使用电流波形积分进行计算) = [(1.753 - 0.253)/3]×0.1×0.5 = 0.089W或近似为78%，高于按照平均电流计算得到的结果?对于峰均比较小的电流波形，两种计算结果的差别很小，利用平均电流计算即可满足要求?

2、二极管传导损耗

MOSFET的传导损耗与RDS(ON)成正比，二极管的传导损耗则在很大程度上取决于正向导通电压(VF)。二极管通常比MOSFET损耗更大，二极管损耗与正向电流、VF和导通时间成正比。由于MOSFET断开时二极管导通，二极管的传导损耗(PCOND(DIODE))近似为：PCOND(DIODE) = IDIODE(ON)×VF×(1 - D)式中，IDIODE(ON)为二极管导通期间的平均电流。图2所示，二极管导通期间的平均电流为IOUT，因此，对于降压型转换器，PCOND(DIODE)可以按照下式估算：PCOND(DIODE) = IOUT×VF×(1 - VOUT/VIN)与MOSFET功耗计算不同，采用平均电流即可得到比较准确的功耗计算结果，因为二极管损耗与I成正比，而不是I。显然，MOSFET或二极管的导通时间越长，传导损耗也越大。对于降压型转换器，输出电压越低，二极管产生的功耗也越大，因为它处于导通状态的时间越长。

3、开关动态损耗

由于开关损耗是由开关的非理想状态引起的，很难估算MOSFET和二极管的开关损耗，器件从完全导通到完全关闭或从完全关闭到完全导通需要一定时间，在这个过程中会产生功率损耗。

图4所示MOSFET的漏源电压(VDS)和漏源电流(IDS)的关系图可以很好地解释MOSFET在过渡过程中的开关损耗，从上半部分波形可以看出，tSW(ON)和tSW(OFF)期间电压和电流发生瞬变，MOSFET的电容进行充电、放电。图4所示，VDS降到最终导通状态(= ID×RDS(ON))之前，满负荷电流(ID)流过MOSFET.相反，关断时，VDS在MOSFET电流下降到零值之前逐渐上升到关断状态的最终值。开关过程中，电压和电流的交叠部分即为造成开关损耗的来源，从图4可以清楚地看到这一点。

图4.开关损耗发生在MOSFET通、断期间的过渡过程开关损耗随着SMPS频率的升高而增大，这一点很容易理解，随着开关频率提高(周期缩短)，开关过渡时间所占比例增大，从而增大开关损耗。开关转换过程中，开关时间是占空比的二十分之一对于效率的影响要远远小于开关时间为占空比的十分之一的情况。由于开关损耗和频率有很大的关系，工作在高频时，开关损耗将成为主要的损耗因素。

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