EFD 高频开关变压器的研究

一、引 言
高频开关电源作为一种比较新型的直流稳压电源，具有效率高、体积小、重量轻等特点。因此在国际上受到广泛重视，发展迅速，市场前景好。当今，开关电源的研究主要集中在两个方面：一是对小型开关电源如何更大程度地提高频率，提高效率，减小体积，实现集成化；另一个是对大功率开关电源，如何提高可靠性。这两个研究方向都涉及开关电源中的基本电磁器件——开关变压器的研究和开发。目前，在研制高频开关变压器过程中，存在以下问题：一是当开关频率很高时 (100kHz以上)，变压器的铁损和铜损都会明显增大，传统绕线工艺很难满足，目前对于高频功率变压器的设计大都采用扁平铜片或利用印刷电路工艺制作，但这种工艺成本高，工艺复杂。二是如何提高变压器的频率、效率，减少其体积，实现表面贴装。三是如何提高开关变压器功率，减小体积的同时，提高其散热能力，减少变压器温升。本文正是基于以上三个问题，以变压器的热设计为基础，采用传统的绕线工艺，绕制用在500kHz的EFD20高频开关变压器。

二、原理方法
2.1热设计
由于开关电源趋于小型化和集成化，这就对变压器的发热和散热提出更高的要求。所以首先对EFD薄型变压器的热阻进行研究。
把EFD磁芯的骨架用铜导线绕满，铜导线的线径必须选得恰当，最好能体现所设计变压器实际工作情况。本次实验所选线的线径为0.20mm。在一个不通风的房间，把绕满导线的骨架装上磁芯，按图1所示接好。

图1
实验之前，记下当时的室内温度（），把点温计的热电偶探头放在骨架的正下方，探头与绕组最好接触，这样可以较准确反映热平衡时变压器的温度。接通电源，通电一段时间，达到热平衡后记下此时点温计指示的温度()，再测出绕组电阻和端电压，由式①:
①
计算所加直流功率。代入热阻公式②：
②
计算热阻。测量数据见表1：

热阻相对于磁芯有效体积曲线如图2所示：
据参考文献，热阻与磁芯有效体积之间呈指数关系，可以设，利用所测数据，可求出a、b的值。

图2 热阻相对与有效体积曲线


由于在测试过程中，变压器直接放在平整桌面，与实际变压器表面贴装相比，散热条件要好，所以计算出的热阻比实际情况要偏小。
2.2变压器的设计过程
设计一个20W， EFD20的开关电源变压器，用于振荡频率为500kHz，半桥式PWM变换器中，输入电压为300V，输出电压为±16V， 6V。
设计步骤如下：
(1)磁性材料的选择
选择磁性材料，首先应该考虑其功率损耗，最好要求功率损耗随温度的变化呈负温度系数关系。
本设计，选择天通公司 TP4(相当于TDK PC40）材料。从功耗随温度变化曲线(测试条件:f=500kHz B=50mT）图3可以看出，从室温到90℃功耗随温度增加而减少。由推导出的热阻公式可以计算出，EFD20变压器输出功率为20W，设转换效率η为90%，变压器的功率损耗为2W。此时磁芯的温升△T=*=31.6*2=63.2。该温升加上环境温度，变压器工作时磁芯温度正好在TP4功耗最低点。所选材料满足设计要求。

图3 功率随温度的变化曲线
(2)择工作时的最大磁通密度
对于工作时最大磁通密度的选择，可以利用不同频率下功率损耗对磁通密度的关系曲线如图4所示（天通公司TP4材料曲线）。假设变压器工作时温升△T为40K。由热阻公式可得到此时的损耗为1.26W。设导线的损耗占总损耗的25%，那么允许磁芯损耗为0.95W。EFD20有效体积 为1.46。由此每立方米的功耗为650kW。在图4中功率损耗650kW/处，作一条平行于磁通密度的直线，它与频率曲线交点就为该频率下的最大磁通密度。图5绘出磁通密度对频率的曲线。

图4 不同频率下功率对磁通密度的关系曲线
由图5可得，工作频率为500kHz，最大磁通密度约为50mT。

图5 磁通密度对频率的曲线
(3) 变压器的最大工作电流
在输入电压最低时，要保证输出功率不变，变压器初级所通过的电流最大，假设输入电压有±20%的变化。
③
(4) 变压器的初级匝数
由公式④: ④
其中，——加在变压器初级的电压，V
f——变压器的工作频率，kHz
——最大磁通密度，mT
Ae——磁芯有效截面积，
——变压器初级线圈匝数
K：4.44 (对于正弦波) 和4.0(对于矩形波）K取4.0ζ。把数据代入公式可得，=105
(5) 计算初级磁导线的尺寸
由于所设计的变压器工作频率很高，在选择绕组线径时必须考虑趋肤效应引起有效截面的减少。导线通过高频交变电流时，有效截面的减少可以用穿透深度来表示。穿透深度与电流的频率有式⑤关系：
⑤
式中：D——穿透深度，mm
f——电流频率，Hz
在选择初级绕组线径时，应遵循导线直径小于两倍穿透深度的原则，电流频率为500KHz时， 代入上式计算得穿透深度D为0.99iζ。我们选择初级绕组的线径为 0.11 mm，这样既满足小于两倍穿透深度的原则，初级又刚好绕一层，减少了分布电容的影响。
(6) 计算变压器的次级的匝数
计算次级匝数公式⑥:
⑥
式中： ——次级绕组匝数
——初级绕组匝数
——次级输出电压值
——变压器初级电压值
——最大占空比
选择最大占空比为50%，代入得变压器次级匝数⑦:

≈6 （匝） ⑦a

≈3 （匝） ⑦b
(7) 计算变压器次级绕组的线径
选择次级绕组的线径应从窗口利用率和能承受次级最大电流两方面考虑，EFD20骨架窗口高度为2mm。假设窗口利用率90%。初级绕组的线径为0.11m再加上绝缘层的厚度约为0.20mm。那么允许次级绕组厚度为1.60mm。把输出电压为E16V两个次级作为一个绕组，+6V的作为另一个绕组。变压器在满载的情况下，输出电压为+6V的次级电流最大，最大电流为(A)。取电流密度j=6A/，查导线规格表，导线线径为0.85mm。另一绕组取电流密度j=4A/查导线规格表，导线线径为0.60mm。再加上绝缘层，次级绕组的厚度小于1.60mm，满足要求的窗口利用率。
三、绕制工艺
在实际绕制过程中，应该特别注意分布电容和漏感的影响。因为开关电源变压器传递的是高频方波电压，在瞬变过程中，分布电容和漏感会引起浪涌电流和尖峰电压及脉冲顶部振荡，造成损耗增加，严重时会造成开关管的损坏。高频变压器初级绕组的匝数一般比次级要多，在绕制初级时，不要超过两层，最好是绕一层。分布电容与绕组层数有式⑧关系：
⑧
式中：——初级绕组分布电容，(PF)
——初级绕组每层静态电容，(PF)
U——初级绕组电压，(V)
——初级绕组每层电压， (V)
N——初级绕组层数
我们可以通过表2看出层数增加，分布电容影响增大。

为了减少漏感的影响，有些资料提出采用初级与次级相互交叉的绕制方法。但在实际绕制过程中，由于次级匝数少，采用交叉绕制的办法，会给绕线带来难度，反而会增加漏感。对同一变压器同时减少分布电容和漏感是困难的，应根据不同工作要求，保证合适的分布电容和漏感。

四、测 试
4.1 静态测试
首先在弱场下测量变压器初级阻抗，使用的仪器是HP4284，测试电压为2.00V。测试结果见表3（表中LS为初级电感）:

从图6可以看出，以这种工艺绕制的变压器最高使用的频率为500KHz，超过此频率，初级由感性变成容性。

图6 初级电感随频率变化曲线
4.2 动态测试
为了了解变压器在实际工作情况下的性能，我们模拟其实际工作情况，在满载下测试，即强场测量。使用仪器：JP9710A高频功率测量仪、EM619A型高频功率源。在测试过程中，用点温计测量变压器的温升。测试数据见表4：

根据以上所测数据，可以计算变压器在满载情况下变压器初级电感L、及有效电阻值。复数阻抗各部分之间有如下关系：
Z=R+jwL（直角坐标）
=|Z|∠θ（极坐标）
对直角坐标系
R=|Z|cosθ（复数实部）
wL=|Z|sisθ（复数虚部）
阻抗Z的值可由Z=U/I得出，而幅角θ可根据P=UIcosθ求出。
Z=U/I=171.0/0.148=1155.4(Ω)
θ=arccos(P/UI)=41。
利用上面的公式，可以计算出R=871.9(Ω)，L=241(μH)
等效电阻R的功耗：，与测试结果吻合。
可以计算此时的热阻。变压器的温升已测出，现在只须知道变压器绕组和磁芯的损耗。输入功率与输出功率差，就可以得出。


此时热阻与前面所测的也吻合iζ。况且变压器的工作温度不超过90℃，正好在TP4功耗随温度减少的区域。所以，可以这样说，以热设计为依据设计变压器，不仅对所设计的变压器的工作温度能做到心中有数，而且对选择磁性材料也提供依据。

五、结 论
5.1 以传统的绕线工艺绕制的EFD20变压器使用频率不会超过500kHz。超过这一频率，线圈分布电容过大，变压器初级阻抗可能由感性变成容性。
5.2 以热设计为基础设计变压器，对变压器的温升可以控制，也为选择磁性材料提供依据。
5.3 EFD 磁芯变压器呈扁平状，适合表面贴装，实验表明，采用TP4材料（浙江天通电子股份有限公司生产）当温升取为40k时其功率密度可以到14w/。
参考文献
1.《开关电源变压器计算方法》中华人民共和国电子工业部 发布
2.《集成开关电源的设计制作调试与维修》胡存生 胡鹏编著 人民邮电出版社
3.《磁性材料及器件测量细则》 吴雪予 内部资料
4.“Application note on the design of low profile high frequency transformers” Steef A.Mulder Philips Components Corporate Innovation Materials Eindhoven The Netherlands.