MCM-L 技术制作的射频放大器用集成电感器的性能分析
Analysis of the Performance of Integrated
Inductors(Fabricated in MCM-L Technology) in RF Amplifier Applications

1 引言
最近，分立的片式电感器已广泛用于射频应用。有人阐述了将电感器集成在Si基片上包容于射频信号处理芯片中的想法。这些电感器的Q值受限制。采用MCM-L技术与在射频电路板上集成，是一种成本更低的工艺。与分立电感器相比，它有可靠性高、性能好、成本低廉等优点；同进还可达到高的Q值。MCM-L（叠层基板上的多芯片组件）技术如图1所示。它包括集成在内部叠层上的电阻器、电容器和电感器绕组。本文介绍采用MCM-L技术制成的集成电感器，并分析它在典型的射频电路中的电性能。

本项工作建立在电感值为1～100nH的单层空芯螺形线电感器的设计基础上。此前，用普通印制电路板（PCB）工艺，可以很容易地将这种大小的电感器，容纳在5×5的占空面积上；已制成Q>70的样品。性能与广泛应用的分立片式电感器不相上下。本项工作中，将L=1～100nH电感器集成在2.5×2.5的占空面积上，相当于普通的1210片式元件尺寸。还研究了电感器的电感允许偏差和Q值对一种射频放大器设计性能的影响。放大器中包含5个电感器：其中两个电感器提供宽带稳定性；其余三个电感器用于阻抗变换和匹配。同时还对各种不同功能，研究了集成电感器的电感允许偏差和Q值的影响。
集成电感器的模型包括电阻和电容等高频参量。采用有限元分析法（用Ansoft Maxwell 软件包）预测各个阻抗参数随频率的变化；用不同的几何图形模型表示由于MCM-L加工中的限制因素所产生的尺寸变化。并用制成的电感和Q值预测放大器对电感器允许偏差的敏感性。采用SPICE电路模型对已知电感值范围预测放大器增益和反射系数与频率的关系。
最后，研究了改善集成电感器性能的方法。工艺方面，设计布局要考虑铜深腐蚀和通孔电镀的影响，以使印制导体的外形与设计一致。对一系列用新工艺制作的元件进行的测量证实了集成元件的允许偏差有所改进。

2 MCM-L集成射频电感器
开发MCM技术以前，分立片式电感器已广泛用于射频电路中提供电感功能。近几年由于增大电路密度的需求和开发了MCM技术，解决集成无源元件问题的驱动力已大大增强。
射频应用中用MCM-D（淀积材料上的多芯片组件）技术与Si射频集成电路中集成电感器的问题，已提出了很多解决办法。MCM-L技术制作的集成电感器可用于射频电路，具有集成的所有优点，没有MCM-D技术的限制因素。在绝缘叠层基板上形成空芯绕组结构，从而消除与半导体Si基体相关的问题。用于MCM-L技术的铜电阻率比普通金属膜低，而且在印制电路板上可镀比在Si基片上更厚的铜，可得到较大的Q值。因此，MCM-L技术制成的集成绕组，很容易再现分立片式电感器的性能。MCM-L技术也提供了一种成本更低的方法。

图2是一个MCM-L技术制成的典型的圆螺形线圈电感器。线圈匝数为2.5匝，导体宽度和间隙均为100μm，导体高度为17.5μm。仅在基板的一侧印制线匝，因此是一个单层器件。然而，为了提供从线匝中心到基板底侧接点的通路，还需要另一个导电层。
有人进行过这种螺形电感器的设计、制作和测试。在5×5占空面积上得到高达270nH的电感值，Q值约为50～60。这次在2.5×2.5占空面积上设计了一系列类似的MCM-L器件，用于射频电路。电感和Q值等性能列于表1，与现有的工业生产片式电感器进行比较。

如表1所示，MCM-L集成电感器性能，电感和Q值两方面与现有的片式电感器不相上下。两种电感器具有相近的标准方式尺寸：0805。更小的片式尺寸（0603、0402）也能制成，但考虑到容纳分立元件所需的空间时，所需的印刷板空间要变得大一些。此外，MCM-L器件可以制作在内部印制板上，不用占射频电路板表面上的面积。所有情况下，MCM-L器件的自共振频率，都超过片式电感器要求的值，因此毫无疑问的可工作在至少1GHz电路中。Q值高达90，大大超过了等效工业生产元件要求的最低值。用标准印制电路板工艺制作这些元件，可以改进工艺来提高Q值。

3 射频放大器设计

图3是设计工作在850～950MHz的低噪声放大器电路的原理图。它以一个NPN双极晶体管（NEC68719）为中心，还包括为满足增益和噪声要要所需要的相关无源元件。设计根据的技术要求为：两个50Ω负载终端之间增益至少为12dB；噪声指数小于1.3dB。整个频段内还规定增益波动为±0.5dB，输入/输出反射系数小于0.33dB。
设计电路时采用了现有的增益方法，借此调整源阻抗，以满足噪声要求，然后使输出与最大增益匹配。用5个电感元件，电感值为1～24nH。当与1nH发射极（反馈）电感器相接时，24nH电感器和75Ω电阻器串联提供宽带稳定性。1nH电感器还有第二个作用，它改变电路的输入阻抗，当放大器调谐到最小噪声时，提高增益。对稳定性电路可获得增益和噪声指数的研究发现，在0.38∠82.9°的源反射系数下工作时，可获得高达13dB的增益，同时保持噪声指数低于1.3dB。与输入串联的8nH分路电感器和5.1pF电容器可实现这一点。选择这种方式胜过其它组件，以便于加入直流偏置。
输出端的二个电感器（12nH和22nH）与1pF电容器相连，使50Ω负载与输入端相匹配，以获得最大增益，这里，采用三个元件（而不是二个）扩大放大器的选择性还提高了电路的Q值。

4 电感器性能分析
本节介绍上述各个电感器的电感允许偏差和Q值对射频放大器性能的影响。不包括1nH发射极电感器的分析，它很可能是由印制电路板上的导体长度，而不是由一个分立的螺形绕组提供的。所有情况下假设电感的最大允许偏差为±10%；Q值范围为5～100。
4.1 保证射频稳定性的输出RL组件
射频放大器设计中，要求晶体管在整个工作频段内达到稳定，使电路可在该频段内工作。必须限制带外振荡。如上所述，宽带稳定性是在输出端用一个75Ω电阻器和一个24nH电感器串联来实现的。用单个电阻器也可实现同样的功能，但是实现低频稳定所需的电阻值，限制了高频下电路的增益。例如，如果从图3电路中取消24nH电感器，预测在900MHz下最大增益为9.5dB；有这个电感器预测最大增益为13.3dB。这样，在放大器增益和稳定性之间折衷；最佳电感值可定为可提供最大增益，同时又在晶体管整个工作频段内保持稳定性的那个电感值。
射频电路的稳定性可用稳定性常数μ来度量：



μ>1的电路是绝对稳定的，较大的μ值表示较好的稳定性。图4表示的结果说明图3电路中24nH电感器如何提供临界稳定性。这种情况下，10%的允许偏差是可以的，但任何进一步的增大，都会导致在某个频段的不稳定性。为了比较，图中也画出L=0nH的情况。

以上结果是建立在理想电感器（Q值为无限大）的假设之上的。当电感器模型中包含电阻值时，有限的Q值对稳定性的影响如图5所示。

可看到Q值小于10会在一个有限的频段内产生不稳定性。因此，即使电感器的允许偏差很严格，Q<10的器件也会使电路变得不稳定。这时应选择给电路提供最大增益的电感值。然而，如果电路仅处于临界稳定状态，电感允许偏差和电阻的联合影响，会足以在相当宽的频段内产生不稳定性。这时用较小的电感值是一种比较可靠而且稳定的解决方法。表2列出电路增益与24nH电感器参量之间关系的研究结果。
与无24nH电感时所得到的9.5dB增益相比，显然，为满足12dB最小增益要求，需要有一定的电感。表2中，对L=24nH预测的标准增益为13.3dB，而且增益随电感值增大而增大。然而，如图4所示，最大电感值应限制为27nH，以确保电路稳定。Q值方面，尽管随Q值的减小增益有所降低；但对稳定性的影响大得多，如图5所示。假设所有情况下都可达到12dB最低增益的要求，显然，这时24nH电感器的优良性能对稳定性是至关重要的。

4.2 保证最佳增益/噪声性能的输入LC组件
设计用于低噪声用的晶体管，规定了一个源反射系数，这时电路运行噪声最低。采用NE68719给出的噪声数据，可计算出图6的1.3dB噪声圈，表明可用于提供<1.3dB噪声的阻抗范围。图6中还给出12dB和13dB增益圈。用这种方法可研究电路增益和噪声性能之间的关系。
原来设计中，选取0.38∠82.9°的源阻抗作为最小噪声和最大增益之间的折衷。这在图6中标记为，图3电路输入端接入5.1pF的串联电容器和8.1nH的分路电感器可实现这一点。通过图6中的噪声和增益圈可看到这一元件的电感值波动和有限Q值的影响。
首先，考虑±10%的电感允许偏差的阻抗变化。电感增大时，阻抗从13dB圈移到12dB圈；电感减小时，则增益增大。这与表2中用来提供稳定性的输出电感器的趋势相反，然而，如上所述，最大增益还受到电路其它要求的限制。这时放大器的噪声指数才是至关重要的。如果电感减小10%，增益仅增大0.2dB；而放大器的噪声指数却增大到1.3dB以上。这是对放大器规定的最大值，则10%的允许偏差太大了。假设是一个理想的电感器Q值，这时为确保满足噪声要求，需要允许偏差小于5的8.1nH电感器。
图6也表示电感器Q值有限的影响。电路的增益随Q值减小；但是另一方面，对于所有Q值，12dB的最低增益要求显然是可保持的。而如上所述，噪声指数方面会出现一些问题。Q值下降时，阻抗移出1.3dB圈，表明规定的噪声性能不再满足。通过比较仔细的研究发现，8.1nH电感（零允许偏差），为确保噪声不超过1.3dB，需要Q值至少为10。对于允许偏差较大的器件，需要Q值更大。另外，这时更好的办法是用更大的电感值，可以允许非零允许偏差和有限的Q值。

图7表示对电路增益相应的影响。如图所示，允许偏差引起的电感变化和Q值减小，产生的增益变化都很小。最坏的情况是：电感下降10%，Q=5，电路在900MHz下的增益从标称值13.1dB下降到12.9dB。所有情况下，增益仍保持所需的12dB最低值，波动小于0.5dB。因此，这时电路对电感器性能的敏感度取决于噪声。

4.3 保证最大增益的输出LCL组件
增益设计的最后一步是使负载阻抗与放大器输出端口匹配，从而达到上面预测的13dB增益。当接入保证稳定性和低噪声指数所需的标准元件时，发现输出反射系数与0.39∠31.9°负载相匹配。如图3放大器输出端，串联的C=1pF和L=22nH组件，再与另一个L=12nH电感器并联可达到上述目的。这样，放大器选择性比等效的二元件终端好。下面只介绍电路对其中一个电感器（L=22nH）的灵敏度，另两个电感器作用也相同。

图8中结果表明：放大器增益如何随L=22nH电感器值变化。可以看出，电感值增大，低频增益提高；高频增益则下降。电感值减小，则相反。与图7中结果相比，增益变化比对输出入电感器的大。电感值变化10%时，增益变化分别为0.5dB和0.2dB。不过，在放大器整个工作频段内，仍然满足12dB的最低增益和0.5dB的增益波动要求。
图9表示L=22nH电感器Q值有限对增益影响的类似结果，影响更大些。最大增益从Q=100时的13.4dB下降到Q=5时的12.1dB。更重要的是：在大部分工作频段内Q<5时增益低于要求的最小值12dB。这时为满足最低增益要求，Q值应大于10。

放大器最后一个技术要求是输入输出反射系数小于0.31。结果以极坐标图的形式画在图10中，表示和与输出电感器的允许偏差有什么样的关系。


极坐标图的外半径为0.31，因此，圆外的点表示反射系数太大。图表明，电感减小10%，高频下变为大于0.31。电感增大10%，输出反射系数结果相同。允许偏差为5%时，整个频段内可达到要求性能。还分析了Q值有限对输入/输出反射系数的影响。发现高频下Q值对反射系数只有很小的、或完全没有影响；低频下反射系数可有所改善。

5 用MCM-L技术设计射频电感器
从上面分析知道，射频电感器性能好坏至关重要的两个参量是电感允许偏差和Q值。射频应用大多数情况下，要求允许偏差小于10%，同时Q值大于10。第2节中，已将一系列MCM-L集成器件一般结果与工业生产的片式电感器进行比较。结果表明，新型集成器件与现有片式器件不相上下。本节中专门介绍允许偏差和Q值的有关结果，说明集成电感器在射频应用中的可行性。
以前已阐述了与MCM-L集成电感器设计、计算机辅助设计和制作相关的问题，说明电感值精度为设计值的5%以内、Q=70～80的螺旋形绕组是如何制成的；制成的电感为50～270nH。本节中介绍一系列更适用于射频电路较小的电感值的类似结果。重要的是应注意：设计集成器件的目的是确定限制2.5×2.5占空面积内集成电感器的因素，而不是满足特定的电路要求。因此，给定值不是满足图3电路中的电感值，而是用MCM-L技术可达到了允许偏差和Q值。
从螺旋线电感器分析模型可以知道，电感量因绕组匝数增加而增大。MCM-L工艺中，在给定的占空面积上获得的最大电感量，受到印制导体可达到的最小间距的限制。现在可达到的最小间距为100μm，可达到50μm的工艺正在开发中。假设导体宽度与间隙比从50：50至200：200μm，用MCM-L技术设计制作6个器件。用图11电路模型测器件性能，用Ausoft Maxwell软件包在300MHz分析计算图11中的R、L和C参数。发现所有情况下，寄生电容C影响在这个频率下都很小：最小共振频率出现在约3GHz。因此，Q值公式可简化为：
Q=ωL/R （2）
控制L和R参数，可控制Q值。
有人发现：用MCM-L工艺制作电感器过程中，必须控制两个因素，以确保设计的实际器件能在给定的尺寸以内，以确保设计的实际器件。同时还要确保器件预先要求的R、L和C值。两个因素中的第一个是铜深腐蚀的影响。由于光刻胶层下面的铜过腐蚀，会减少在叠层板上光刻图中现定的铜导体宽度。图12是一个4匝电感器的截面，说明这种作用。这时，光刻图上规定导体宽度与间隙比为100：100μm，图中的导体宽度显然比间隙小得多。通常光刻图上规定较大的尺寸，以此来补偿深腐蚀的影响，形成要求的导体宽度。
MCM-L工艺中要控制的第二个尺寸是铜导体高度。本来对图12中绕组规定其导体高度为17.5μm，但实际上达到40μm。附加高度的原因是：开始有一层厚17.5μm的铜用来形成螺旋形绕组，但是为了在顶层和底层间形成连接的通孔，需要另外的镀金属工序，于是就形成增加的铜厚度。结果示于表3和表4，铜厚度增加实际上提高电感器Q值，但电感值允许偏差增大。要达到要求的实际厚度，可在开始时用较薄的铜层来实现。
两种工艺因素对MCM-L技术制成的电感器性能的影响列在表3和表4中。测量是在100kHz～500MHz用HP4195阻抗分析仪进行的。一组控制工艺的器件中，形成螺旋形线的光刻图得到了补偿，以考虑铜深腐蚀对导体宽度的影响；导体厚度用较薄的铜层加以控制。另一组器件的导体高度来经任何控制也列入表中，以说明工艺控制对电感器性能的影响。
从表3看出，用腐蚀补偿和导体高度控制工艺制作的器件电感量的变化，一般都比未控制工艺制作的小。对于每种电感值测试约10个样品。结果表明。深腐蚀补偿的效果是很明显的。因此，未补偿样品测得的电感值较小。这可以用补偿样品导体直径稍大来解释。

表3中也列入了用有限元分析模型计算结果进行比较。显然，控制工艺制作器件的测量结果比未补偿器件更接近有限元分析值。有限元分析值通常大于测量值。其间的差异可用制作和模型的尺寸之间仍然有差异来说明，尺寸差异是由铜深腐蚀和过电镀所产生的。样品截面的尺寸精度不能保证。偏差的另一个原因是受有限元分析模拟精度限制。采用该软件包二维版本，对外部接点所需的布线影响未计入在内。这一点可以说明对最小设计值（3.9nH）电感器结果中的差异为什么最大。不过，有限元件模拟提供了一种预测电感器尺寸变化产生的引起电感量相应变化的简便方法。这时比较电感器绝对性能的最好方法是在实际电路中测量它们的响应时间。
工艺参数对MCM-L集成电感器Q值的相应影响列在表4中。表中是在500MHz下测得的电感器Q值范围。
本文提出的新型电感器Q值的最小测量值约为50。第4节分析中已表明，对于所有射频应用，Q值大于20已足够。因此，经补偿的元件在电感允许偏差和Q值两个方面很容易满足图3电路中应用要求的技术条件。
表4列出Q值结果中，未补偿电感器的测量值通常都比补偿样品的大。这可以用未补偿的线匝，导体高度较大而使截面积增大来说明。其结果说明MCM-L工艺集成电感器的Q值可以用较厚的铜来增大。因此，要求Q值较大的应用，可用高度更大的导体来设计电感器。

参考文献
1999 Electronic Component and Technology Conference 668-678页。