高效紧凑电信电源中的高频反激式变压器的设计
The flyback transformer of high frequency were desined for high efficiency and tighteness telecommunication power supply

1问题的引出
众所周知，电信电源被要求工作于一个很宽的输入电压范围（36V至77V），而在48V输入时是最具有优异的电路性能。但要求这种电路设计，应该紧凑、高效，而且具有低截面，以便能容纳在紧密的卡槽之间。
当今的电信系统包含众多的线卡，它们并行连接到高功率背板上，每一个都具有自己的输入滤波电容和低电压功率变换器。由于大量输入滤波电容的并联使每一个的值限制在仅几个微法，从而使电源设计相当困难。那如何解决呢？

目前，新型通用离线式电源控制器MAX5021 控制心片，是一种高频率、电流模式PWM控制器，很适合用于宽输入范围的隔离式电信电源。它可用来设计小型、高效的功率变换电路。MAX5021心片特点之一是：具有固定的262kHz开关频率，能使开关损耗控制在适当范围内，同时又适度地减小了功率元件的尺寸；以及遂周期电流限制(利用内部的高速比较器实现)，降低了对于MOSFET和变压器的超额设计要求等特性。图1所示，为用通用离线式电源控制器-MAX5201心片，进行输入电压范围在36V至72V的、5W反激式变换器开关电源组成框图。下面就该离线式开关电源中反激变压器T1的设计进行分析。

2为什么选择反激变换拓扑
分析反激变压器T1的设计，首先应明确为什么要选择反激变换拓扑？由高效紧凑电信电源问题的产生，引发出选择什么型的拓扑是设计第一步。对于一个具有1：2输入电压范围、5W输出的小外形参数电源来说，反激拓扑是最佳的选择。这是为什么呢？因这种拓扑所需元件数最少，有利于降低成本和外形参数。反激变压器可设计为连续或非连续工作模式。在非连续模式中，变压器磁心在关断周期完全传送其能量，而连续模式则在能量传送完成前开始下一个周期。据此情况，基于以下原因选择非连续模式：它能使磁性元件中的能量存储最大化(因此降低了元件尺寸)；简化了补偿(没有右半平面的零点)；具有较高的单位增益带宽。
虽然非连续工作模式的一个缺点是初级和次级电路中较高的峰／均电流比。较高的比率意味着较高的RMS（等效串联电阻）电流，会导致更高的损耗和更低的效率。虽然有此缺点，但对于低功率变换来说，则非连续模式的优点却显然要多于缺点。而且，反激变压器T1及心片MAX5201的配合后，其驱动能力已足以驱动可承载峰值电流的功率开关管-MOSFET。对于电信电源应用，MAX5021在此拓扑中使用标准的MOSFET，很容易获得15W的功率输出。
据此，选择的反激变压器T初次级结构图如图1中虚线框内所示。

3反激变压器T1的设计
3.1反激变压器T1的设计方法
变压器设计中降低损耗、提高效率的关键是选择一个合适的磁心。磁心和绕组面积乘积决定了变压器能够处理的功率及其温升。选择磁心时还需要考虑拓扑(绕组中的平均电流与RMS电流之比)、输出电流、效率和外形参数。下面将逐步解释如何设计一个非连续模式的反激变压器T1
* 估算满足要求的最小面积乘积，选择一个具有适当外形参数的磁心和线轴。
* 计算次级绕组电感，应保证磁心在最小关断时间内储能完全释放。
* 根据供应最大负载所需的能量计算初级绕组电感。
* 计算初级匝数Np。
* 计算次级匝数NS和偏置绕组匝数Nbias。
* 计算磁心AL值。
* 计算初级RMS电流，估算次级RMS电流。
* 考虑适当的绕组顺序和变压器结构以降低漏感。
3.1.1 利用下面的公式，估算满足要求的最小面积乘积：

请注意上面第一个方程是通用的，第二个方程只用于采用MAX5021的电源在40℃温升时的情况。
其中：
η=预期的变换器效率；
Kp=分配给初级绕组的面积(通常为0.5)；
KT=初级RMS电流和平均电流之比(对于非连续反激拓扑一般为0.55到0.65)；
KU=窗口填充系数(0.4到0.5)；
J=电流密度(9.862×106/m2)时窗口温升低于40℃；以及BMAX=最大工作磁通密度(单位：特斯拉，通常用在0.12T到0.15T)。
选择一个面积乘积(AP)等于或大于以上计算数值的磁心，同时注意磁心的横截面积。以下表格1给出了不同输出功率所对应的磁心尺寸、Ap和磁心横截面积(Ae)：

3.1.2 正如先前所讨论的，非连续工作模式要求磁心在关断周期完全放电。次级电感量Ls决定了磁心完全放电所需的时间。可用下面的公式计算次级电感：

其中：
VD=次级二极管正向压降(伏)；以及IOUT=最大额定输出电流(安)。
3.1.3 导通周期初级绕组中上升的电流在磁心中建立起一定的能量，在随后的关断周期被释放出来提供输出功率。初级电感Lp必须在导通期间储存足够的能量以支持最大输出功率：

3.1.4下一步，计算初级绕组匝数Np，必须保证初级绕组在最大V-S面积作用下最大磁通密度不超出上限。最大峰值工作电流出现在最大占空比时。

其中：
Ae=磁心截面积(平方米)。
3.1.5 用四舍五入方式，使初级匝数为最接近的整数，并根据四舍五入后的初级绕组匝数计算次级绕组Ns和偏置绕组的匝数NBIAS。参照以下公式：

次级和偏置电路整流二极管的正向压降分别假定为0.2V和0.7V。请参考二极管制造商提供的数据手册核实这些数据。同样，四舍五人次级和偏置绕组的匝数为最接近的整数。
3.1.6 磁心AL值与磁路中的气隙有关。MOSFET导通期间大部分能量被储存于气隙中。为降低电磁辐射，可将气隙开在磁心的中柱上。
3.1.7 变压器制造商还须知道初级、次级和偏置绕组中的RMS电流，以便确定线径。考虑到趋肤效应，建议采用不超过28AWG的线径。可将多线并绕以达到符合要求的线径。多线绕组被非常普遍地用于高频变换器。初级和次级绕组中的最大RMS电流发生在50％占空比(最低输入电压)和最大输出功率的情况下。采用下面的公式计算初级和次级RMS电流：

偏置电流通常低于10mA，这样在选择线径时主要考虑的是绕线的便利性而非其载流能力。
3.1.8为了降低开关关断时的漏感尖峰，合理的绕线技术和顺序非常重要。例如，可以将次级绕组夹在两半初级绕组之间，并使偏置绕组靠近次级绕组，这样偏置电压会跟随输出电压。
3.2反激变压器T1的计算
给定规格VIN--36V至72V，VOUT=5.1V及I0UT=1.1A，步骤如下：
第一步，面积乘积(Ap)：

根据表1选择EPCI3(TDK型号-PC44EPCI3-Z)
磁心Ap和Ae：

第二步，次级电感(LS)：

第三步，初级电感(LP)：

第四步，初级匝数(Np)：

四舍五入初级匝数，Np=48。
第五步，次级和偏置绕组匝数(NS和Nbias)：

四舍五入次级匝数，Ns=9；

四舍五入偏置绕组匝数，Nbias=20。
第六步，磁心数值：

第七步，初级和次级RMS电流(IPRMS和ISRMS)：



4关于LC输出滤波器设计(见图2虚线框内LC2)
对于输出电容的要求取决于负载端所能接受的峰到峰纹波电平。反激式变换器中的输出电容要在开关导通时间内供应负载电流。而在关断周期，随着磁心能量的释放，变压器次级绕组将损失的电荷补充回来，并且同时供应负载电流。同样，输出纹波是输出电容器ESR所产生的电压降(ΔVESR)和开关导通时间内因电荷损失所产生的电压降(ΔVc)两者之和.MAX5021的高开关频率降低了对于电容量要求。建议采用低ESR的钽电容，因为它们具有令人满意的电容量和ESR组合，可以利用下面的公式计算电容量和ESR：

其中：
DOFF为放电占空比，可用下面的公式计算：



除此之外，次级电流的di/dt流过输出电容的ESL时还会产生额外的尖峰噪声，叠加在输出纹波上。一个小的LC滤波器就可以抑制掉这些低能量的尖峰，并且它也有助于衰减开关频率纹波。为了尽量减小滤波器的相位滞后效应，确保其不影响补偿，应将其转角频率设计在远离预估闭环带宽一个十倍频程以上。采用一个1μF到10μF的低ESR陶瓷电容，利用以下公式计算电感L量：

其中：
fc=预估闭环带宽。

5结束语
根据上述设计与制作的反激变压器，经过在电信/数据通信服务器电源中长期运行，其电气性能良好，特别是在输入Vin为48V(36V-72V)，输出Vout为+5v，Iout为1A反激变换器开关电源中是达到了高效紧凑的最佳配套。

参考文献
[1] Computer Products Inc. Power Supply Product
Handbook 1996-1997
[2] MAXIM Product Selector Guide 2001 November
[3] 开关电源的原理与设计 电子工业出版社 1999年