交换式DC-DC电源转换器的滑移模态控制类比积体电路 本文介绍具有泛用滑移模态（sliding mode control)控制功能的交换式DC-DC电源转白抽象器的CMOSO类比积体电路设计和制作。为了达到线性表面状态控制（linear-surface state control）的功能，本控制电路具有动态补偿的功能，本文所提出的类比IC设计是以电流模式（currentmode）操作，具有高操作速度、良好的可靠性和低消耗功率等的效能，因此适合低电压的操作环境。具有模组连接特性的主电路是电流传输器（current conveyor） 、电流模式放大器(current mode amplifier)、滤波器和transimpedance high speed hysteretic 比较器等所构成外部线性互道器（linearized tranconductor）所构成。由电晶体曾级布局后的模凝（0.8μmCMOS技术）和实验结果验证本文提出的滑移模态控制器ASIC的高速功能。 由于滑移模态控制技术改善了电源转换电路因为输入电压和负载变所造成的参数变压器和外部干扰的可靠性，因此滑移模态控制技术的出现逐渐取代了交换式DC-DC控制器传统所用的PWN控制技术。而交换式DC-DC电源转换器的控制庆用则是目前热门的课题[3-6]。在这个领域中，统一计线性滑移面的一般控制定律（[4]，[13]）可以表示如下： σ≡k1(x1-X1)+…+kn(xn-Xn)=k1x1+…+knxn-XREF=0 (1) (1)其中x1，…… xn为电源转换器的状态变数（statevariable），X1，……Xn为相关的参考值（associate reference）而k1，……kn为滑移超平面系数（sliding hyperplane confficients)。 虽然滑移模态控制具有很多的优点，但是有关于滑移模态控制器电路的文献报告却不多，特别是滑移模态的特用积体电路（ASIC）更是缺少。 一方面，由于滑移控制是一种不需要额外复杂运算处理的多输入同时控制技术，如果采用数位讯号处理的方式却会增加运算时间以及必须增加额外的A/D和D/A转换器。目前的数位处理方工的是利用EPROM的look-up-tables的南映对方式（3）或是只能允许交换频率（数十kHz）的微控制器[5]。另一方面，现有的类比滑移控制器（[6]，[14]）由于采用传统的电压模式（VOLTAGE MODE )操作，因此是以具有对闭回路负回馈特性的高增益运算放大器来执行，但是这会严重的频宽限制。 为了克服这些限制开始有人尝试以电流模式的类比设计来解决上述问题（完整个绍简介请参考[7])。相对于电压模式的限制，使用电流舆讯号可以减少电路的电压变（由于讯号处理是由低阻抗的节点进行而其电压对于非线性的高压缩（high-compressing)主动元件例如：双载子电晶体或是高长宽比的MOST几乎维持稳定，因此可以减少寄生电容的影响增加电路的操作速度。除了上述这些因素之外，电流模式还具有区域开放回路高处理频宽和籍由Kirchoffs电流定律定接进行讯号aggregations和其他线性以及非线性功能等其他优点。当然电流模式处理也会有一些缺点如负回馈损失所造成准确性的误差和复制讯号时需要复制不匹配电流。然而值得注意的，相较于开放回路处理器（e.g.连续时间滤波器），因为前者使用全域性回馈会降低对于准确度的要求因此准确度的降低对控制器应用的影响程度较低。电流模式操作的主要特点是由于使用低阻抗节点，对于混合讯号或是交换式控制的环境会变得更可靠，例如：在控制交换转换器的ON/OFF控制器中是以脉冲的输出讯号操作。 近来，电源转换器控制器逐渐改用电流模式设计[8]。在本文中，提出利用CMSP来进行合成、设计和完成微电子类比滑移模态控制器。使用CMSP的结果让滑移模态控制器可以达到理想上的操作速度。根据滑移模态理信纸高增益技术需要高交换频率（ideally infinite)。本文所提出的电路不论数位[5]或类比[6]，[14]可以在比先前设计高出十倍以上的频率下（2MHz）正确操作。接下来本文将进一步介绍滑移模式的类比控制器微电子设计和IC控制器高速效能的模凝结果。 [ 类比处理区的细部设计 ] 图1是控制器的架构，由于使用电流模式，因此在加总电路节点（电路图中的C点）可以进行简单的模组连结，利用公司（1）的线性组合达到交换超平面（switdhing hyperplane)。当bMASTER开关ON时行ASTER/SLAVE开关为OFF，电流模式的滑移面，iσ会由下个比较器于0电位比较，强迫进行公（1）的控制动作。 将MASTER/SLAVE控制开关ON之后，这个共同节点可以加入其它的平行处理器，并允许加入控制稳态交换频率的同步电流模式[17]。以模组的能力来看，滑移控制只有两个输入状态变数的的电路使可以完成大部分的交换式DC-DC转换器例如：Buck、Boost或是更高谐的转换器如Cuk[4]和SEP1C[12]。 [ 高速电流传输器建立区 ] 大部分电路中的讯号处理都是以电流模式操作。因此控制器中的主区为电流传输器（CCII）、以电压得制或缓冲（位于高阻抗节点Y和低阻抗节点X之间）和电流复制或缓冲（在低阻抗节点X和高阻抗点Z之间）操作的开放回路电流模式区[7]。图2（a）是两段复制动作（two fold copying cation）的电路图和使用互补式调节串接电流镜电晶体电路（complementary regulated cascade current mirror）[9]，两者都以AB级操作。这个滑移模式控制器中常用的类比处理区负责多项任务，图1控制器的上部分是用来处理慢的动态讯号（s下标）而下部分则用来处理快的动态讯号（f下标）。控制器的前端是由一对将外部差额浮动电压讯号换成单极的电流模式讯号的CCIIs所构成。这个高线性互也作为连续时间滤波应用[15]。在互的输出节点，双向电流镜会增加相开的DC参考电流曾级讯号-如公式（1）透过RNrefs和Rprefs控制，以获得错误电流讯号（error current signal）ies。使用外部电阻-Rin，Rout-的单一CCII的次电路主要负责放大或衰减进来的错误电流讯号以增加所使用动态范围的控制性并定义公式（1）中的aggregating系数。最后的次电路执行PID的滤波动作并用来消除稳态错误和补偿电源转换器的动态特性[3]。这相当于之前利用外部反应阻抗RC组合Zin，Zout单一CCII区的放大部分，以提供下列的传输函式： 以获得所需的补偿PID动态。高谐合成阻抗通常可以增加控制器动态补偿的复杂性和功能性。 [ Hysteretic电流输入比较器 ] 实际的滑移控制应用输出比较器必须需要增加hysteresis曾级进行iσ的评估，以避免滑移区域的交换频率太快[3][3-6]。为了达到hysteresis effect，hysteretic电流模式比较器如图2（b）作为控制器的输出端。本文所提出的transimpedance电路在先前的文献中已经证明适合应用在滑移控制器应有尽用[11]。电路的核心是由具有电流输入和电压输出的比较器包括CMOS反向器（M1，2）所构成[10]。作为AB级非线性回馈路径的电晶体对（M3，4）可以降低输入阻抗。次电路根据双向电流镜（M5-8）负责相加hysteresis，其输出根据比较器的输出状态Vout作为交换函数，形成一个具有短反应时间的hysteretic电流符号侦测电路。这些延迟时间只比简单而快速的反向稍快。值得注意的是hysteresis曾级可以透过IHYST电流调整以增加控制性。 [ 模凝和实验结果…… ] 图3是先前介绍泛用的滑移模态类比控制器全客制化布局。这个电路的特微是低消耗功率、高速（2MHz的小讯号和大讯号频宽）和体积小（0.33mm2）。为了验证本方法设计晶片的功能性和可行性，整个控制器全域性SPECTRE布局的电晶体曾级模凝，模凝所使用的技术参数的模型是由半道体场所提供的标准double-poly 0.8μmCMOS技术。 模凝使用低功率的1Buck转换器（所使用的参数为：L=500μH，C=4.7μF和RL=6Ω和公式（1）的两个状态变数σ=0.67(iL0.25A)+0.33(Vc-1.5V)， 电路结构如图1，强迫转换器以100kHz的频率稳态操作条件操作到1.5V和0.25A。由于控制器具有PID补偿，因此如图在这个稳态条件下操作不会产生错误。 测试晶片的测量结果包括低消耗功率（1mAfs=1MHz)，CCII行为（ZinY=1.4MΩ，ZoutX=2.2kΩ，BW=2.5MHz)并以3.3V电压操作。图4是时域实验结果。由连续时间区和hysteretic比较器在2MHz的操作情形，可以确认本电优异高频特性。滑移模态类比控制器在MHz以上频率的操作特性可以符合目前电源MOSFET技术的要求。 [ 结 论 ] 本文介绍了使用线性组合滑移的滑移模态控制器晶片设计。为了克服高交换频率所产生的总是以及即时滑移控制模式的要求，相对于PWM控制，本文提出电流模式的类比设计方法。滑移控制器籍由全客制化布局曾级的积体电路疫计完成了ASIC。由布局的电晶体曾级模凝结果和实验测量结果和实验测量结果确认交抽式DC-DC电源转换器电路的操作作频宽和控制功能。