零电压转换功率变换器设计
2004-07-28 17:35:37
来源：国际电子变压器2004年8月刊
零电压转换功率变换器设计
Design of zero-voltage transtion power converters
1引言
本文叙述的是一种零电压转换（简称ZVT）功率变换器，该变换器是在传统的PWM变换器拓扑结构基础上，增加一个谐振网络来使有源开关和无源开关在开关转换过程中均在零电压状态下进行。
图1显示了几种变换形式下功率开关器件（如功率MOSFETs，IGBTs，BJTs等）的工作电压和电流波形。
工作波形为方波的传统的变换器具有拓扑结构简单、电路中使用元件数量少、容易控制和分析简单等特点。在不考虑开关转换期间的情况下，开关管两端的电压和通过的电流波形为方波，而使开关管承受较小的电压和电流应力，但这类变换器的主要缺点表现在开关管的导通和关断时刻，如图1（a）所示。在关断时，受与开关管相串联的寄生电感影响，表现在电压波形上有一高频振荡；在导通时，受开关管结晶电容的影响，使得在开通时刻因结电容的放电特性而产生一冲击电流，这一高频振荡和冲击电流是EMI和RFI的主要来源，同时这些又被寄生电阻所阻尼，消耗了一定的能量。从图形中还可以看出，由于开关时刻电压和电流波形的重叠，降低了变换效率，阻碍了工作频率的进一步提高。为了克服以上缺点，谐振型工作方式被引入，图1（b）所示为零电流开关准谐振方式，在开关管关断之前，将电流减小到零，大大地改善了关断条件，然而开通却是在加有满压的情况下发生的，这就产生了开通损耗和噪音，且在寻通期内流过较大的电流，通态损耗增加。图1（c）表示的是零电压开关准谐振工作方式，开关管在开通时的电压减小至零，大大地改善了开通条件，但在断态时开关管承受极大的电压应力，且变换器的调节特性和稳定性受输出整流管结电容的影响。
零电压转换（ZVT）工作方式，结合了一般的PMW变换器和谐振型变换器的优点，在开通和关断时刻，有源开关和无源开关均在零电压状态下完成；在通态和断态下具有与一般的PWM变换器相同的特点。两者的结合，大大地降低了开关损耗，提高了效率，使变换器工作频率的提高成为可能。本文以降压式变换器（BUCK变换器）为例，用以说明其工作过程和工作原理，并对此进行了性能分析。一个工作频率100kHz，200W的试验电路（输入电压Vin=250~300V，输出电压Vout=200V)被用来证实。
2零电压转换降压式变换器（ZVT-BUCK变换器）
2.1工作原理
图2为典型的BUCK变换器电原理图。图3（a）为ZVT-BUCK变换器的电原理图。工作过程的主要波形示于图3（b）。
从图2和图3（a）比较可以看出，通过增加一谐振网络就可能将典型的BUCK变换器变为ZVT-BUCK变换器。该谐振网络包括一辅助开关器件V1，一个谐振电感L1，一个嵌位二极管D1，一个并接于主开关器件V的谐振电容C1（也包括V的结电容）。为了使说明问题与试验电路相一致，认定V和V1为功率MOSFETs器件。
在讨论问题之前，先作如下假设：
开关器件V和V1的导通电阻Ron和Ron1为零，漏电流为零。
二极管D和D1的导通电阻为零，反向漏电流为零。
电感L1和电容C1的等效串联电阻忽略不计。
储能电感L的电感量足够大，近似地认为是一恒流源Io。
图3(b)是工作过程的主要波形，我们把一个工作周期分为七个区间来分析：
(1)t0~t1：在t0之前，主导开关V和辅助开关V1都是关闭的。此时续流二极管D导通，流过的电流Id=Io。t0时刻，受控制信号S1的作用，开关管V1导通，输入电压Vin加于谐振电感L1的两端，流过L1的电流Ii1(t)从t0时的零线性上升至t1时的Io。当Ii1(t)=I0时，续流二极管D关断，这个关断过程是个软关断，流过二极管D的电流Ld从t0时的I0线性下降至tl时的零。
(2)t1~t2：此时续流二极管D是断开的，由于L1和C1的存在，电路中发生谐振现象，这样流过L1中的电流Ii1(t)以正弦形式上升至t2时的最大值Ii1max，开关管V的端电压Vds因C1的放电从t1时的Vin以余弦形式降至t2时的零。与此同时，Vd以相同的方式从t1时的零上升至t2时的Vin。
(3)t2~t3：在t2时刻，Vds因C1的放电而等于零。由于L1、C1的谐振作用，谐振电流反向流过开关管V的反向并接二极管(或内部寄生反向并接二极管)，为了实现零电压转换应在Ds导通后将控制信号S加到开关管V上，也就是说，在t3时刻使开关管V闭合。控制信号S1、S的时间间隔为Tm，应满足如下关系：
Tm≥to1+t12
(4)t3~t4：在t3时刻之前，Vds=0，且开关管V1也处于闭合状态，这样谐振电感Ll两端的电压Ii1(t)=0。t3时，V1断开，V闭合，嵌位二极管D1起到一个嵌位作用，使得L1两端的电压为Vin。从t3到t4电感L1中的电流Ii1线性下降从Ii1max至零。与此同时，流过开关管V的电流Is也从t3时的[-(Ii1max-IO)]线性上升至t4时的I0。
(5)t4~t5：在这个区间内，主导开关V处于通态，续流二极管D处于断态。与典型的BUCK变换器在导通状态下完全一致。
(6)t5~t6：V关断，其并接谐振电容受I0的充电而使Vds，逐渐上升至t6，时的Vin，Vd的值从t5时的Vin逐渐下降至t6时的零。
(7)t6~t7：在这个区间内，续流二极管D处于通态，主导开关V处于断态。与典型的BUCK变换器在断态下工作完全一致。
这样就完成了一个工作周期，t7以后，第二个工作周期开始，工作过程与第一个周期一样。从以上分析及工作波形可以看出，开关管V及续流管D的开关转换均在零电压状态下完成的。通态和断态下施加于V和D的电压和电流应力与典型的BUCK变换器一样。体现了在转换期内具有谐振型开关性质，在通态和断态具有一般的BUCK变换器性质的特点。
2.2各区间的电压、电流及其时间
根据以上工作过程，可以导出各区间的等效电路，如图4所示。
(1)[t0，t1] Vds(t)=Vin (1)
IS(t)=0 (2)
Vd(t)=0 (3)
(Vin=L1×[di11(t)/dt]，Ii1(t0)=0，Ii1(t1)=I0)
T01=(L1×I0)/Vin (4)
Id(t0)=I0 Id(t1)=0 (5)
(2)[t1，t2] Vds(t)=Vin×cosωt (6)
(其中ω=1/(
)，Vds(t1)=Vin，Vds(t2)=0) (7)
Is(t)=0 (7)
Ii1(t)=I0+(Vin/Z)×sinωt
Ii1(t1)=I0 Ii1(t2)=Ii1max=I0+(Vin/Z) (8)
(其中Z=，Vd(t)=Vin×(1-cosωt)
Vd(t1)=0 Vd(t2)=Vin (9)
Id(t)=0 (10)
T12=(1/2)×π× (11)
(3)[t2，t3] Vds(t)=0 (12)
IS(t)=-Vin/Z (13)
Ii1(t)=I0+(Vin/Z) (14)
Vd(t)=Vin (15)
Id(t)=0 (16)
Tm≥T01+T12=[（L1×I0）/Vin]+(1/2)×π×
（其中Tm为控制信号S1和S的时间间隔）
(4) [t3，t4] Vds(t)=0 (17)
IS(t)=IS(t3)+(1/L1)Vi1(t)dt (18)
(IS(t3)=-Vin/Z) IS(t4)=I0
Ii1(t)=Ii1(t3)-(1/L1)Vi1(t)dt (19)
(Ii1(t3)=I0+(Vin/Z) Ii1(t4)=0)
Vd(t)=Vin (20)
Id(t)=0 (21)
T34=L1×(I0+Vin/Z)/Vin (22)
(5) [t4，t5] Vds(t)=0 (23)
IS(t)=I0 (24)
Ii1(t)=0 (25)
Vd(t)=Vin (26)
Id(t)=0 (27)
T45=Ton2-T34 (28)
(6) [t5，t6] Vds(t)=Vds(t5)+(1/C1)×I0×dt (29)
Vds(t5)=0 Vds(t6)=Vin
IS(t)=0 (30)
Ii1(t)=0 (31)
Vd(t)=Vd(t5)+(1/C1)×I0×dt (32)
(Vd(t5)=Vin，Vd(t6)=0)
Id(t)=0 (33)
T56=Toff1=(C1×Vin)/I0 (34)
(7) [t6，t7] Vds(t)=Vin (35)
IS(t)=0 (36)
Ii1(t)=0 (37)
Vd(t)=0 (38)
Id(t)=I0 (39)
T67=Toff2=Toff-T56 (40)
2.3性能分析
参见图2和图3(a)，为简化起见，假定图中V、V1、D和D1为理想开关器件，谐振电感L1、谐振电容Cl、储能电感L和滤波电容Co均为理想无损耗元件。回顾一般的PWM型BUCK变换器，我们知道，
Vout=q×Vin MV=Vout/Vin （41）
这里q=Ton/T称为脉冲占空比，改变占空比，输出电压也就随之改变。因此当负载以及输入电压变化时，可以通过调节q来保持Vout的稳定，因为0≤q≤1，从而使Vout在0V与Vin之间变化。
如图3(b)所示，该ZVT—BUCK变换器的工作周期T为：
T=T01+T12+T23+T34+T45+T56+T67=Ton1+Ton2+Toff1+Toff2 (42)
开关管V的通导时间Ton2=T-Toff2-（Ton1+Toff1）
要保证V、D在零电压状态下转换，在一个周期内的(Ton1+Toff1)的值不能为零。这样Ton2的变化范围受到一定的制约。从(43)式可知，
0≤Ton2≤T-（Ton1+Toff1）
=T-[（L1×I0）/Vin]-(1/2)×π×-(C1×Vin)/I0 (44)
其占空比q′的变化范围为：
0≤q′≤1-[(1/Vin)×(L1×I0)+(1/2)×π×+(C1×Vin)/I0]/T (45)
下面再来推导一下ZVT—BUCK变换器的MV(电压传输比)，以确定输出电压Vout与输入电压Vin的关系。为了直观起见，将图3(b)中的Vd(t)的波形变为：
当电路工作处于稳态情况时，在主导开关V导通期间内，储能电感L中电流的增量应等于截止期间电流的减少量。根据这一原则，可以导出下式：
(46)
从上式可知Vout与Vin之间的关系并不是一线性关系，而是一非线性关系。
当Ton2为一定值，T近似不变仃(T56的影响极小)。Vout与Vin之间的变化曲线如图5所示。
对(46)式求导，可以得到在一定的条件下的Mv：
Mv=(1/T)×(C1/I0)×Vin+[Ton2+T23+0.5×(π-2)
×](1/T) (47)
当Tl2、T23、T56在一个工作周期T内所占比例较小时，在工程计算上可忽略T12、T23、T56。Mv=Ton2/T与典型的PWM-BUCK变换器相同。
当输入电网变化±10%时（假定负载不变），Ton2的脉宽变化率δ为：
(48)
(V′为输入电压的额定值)
当T12、T23、T56忽略不计时，则δ≈0.2。
通过以上分析，参考图3(b)所示的工作波形，还可以发现ZVT—BUCK变换器在某些条件下具有其它类型变换器的特点。当L1、C1均为零时，Ton1、Toff1均为零。图3(a)中V与Vl相当于并联，且V1在整个工作周期里一直处于断开状态，这样图3(a)所示的ZVT-BUCK变换器便成为图2所示的一般的PWM-BUCK变换器。
当开关管V的导通时间Ton2为零时，整个工作周期内V没有工作，一直处于断开状态，如图6所示。在这种情况下，通过电源变换和对偶性分析则ZVT—BUCK变换器即成为一个零电流开关准谐振变换器。
3设计举例
为了进一步证实和说明上述变换器的工作，一个工作频率为100kHz 200W的ZVT—BUCK变换器被用来证实(充当某精密电源的预稳器)，如图7和表1所示。其 输入电压Vin变化范围为250～300V，输出电压Vout=200V，输出电流I0=lA。
试验电路中所采用的控制集成片为CW2524，用一脉冲宽度限定电路来确定V1的导通宽度Ton1，CW2524的输出PWM脉冲减去Ton1，产生出控制V的Ton2，两路信号经脉冲变压器隔离分别馈至V1和V。与其他类型的变换器一样，其效率与输入电压和负载有一定的关系，就实测的几点(Vout=200V，180V，150V；负载电阻RL=200Ω)情况来看，比一般约PWM-BUCK变换器的效率提高3％～4％(在此输出功率条件下效率能达到92％)。
4结论
由于谐振技术和软开关技术研究的深入，给逆变技术的发展注入新的活力。零电压转换(ZVT)变换器结合了谐振和PWM变换器的双重优点，在转换期实现零电压转换，克服了硬开关的缺点；在导通和截止期具有PWM变换器的特点，避免了谐振型的高电压和电流应力(使用MOSFET作开关管尤其要注意)。另外此电路所产生的噪声远低于硬性开关所产生的噪声，而此噪声恰恰是影响变换器指标和稳定性的原因之一。从效率上来看，小功率约改善3％左右。对于10kW以上大功率变换器应用场合，更具有实际意义。
参考文献
[1]K．H．Liu，F．C．Lee，“Zero—voltage switching technique in dc—dc converters，”IEEE Power Electronics Specialists Conf．Rec．，1986，PP．58—70
[2]G．Hua，F．C．Lee，“Novel zero—voltage transition PWM converters，”High Frequency Power Conversion Conf．Proc，．199l，PP．244—251
[3]叶治政，叶靖国编著．开关稳压电源．高等教育出版社
[4]C.A.狄苏尔，葛守仁著．电路基本理论．人民教育出版社，1979
图1显示了几种变换形式下功率开关器件（如功率MOSFETs，IGBTs，BJTs等）的工作电压和电流波形。
工作波形为方波的传统的变换器具有拓扑结构简单、电路中使用元件数量少、容易控制和分析简单等特点。在不考虑开关转换期间的情况下，开关管两端的电压和通过的电流波形为方波，而使开关管承受较小的电压和电流应力，但这类变换器的主要缺点表现在开关管的导通和关断时刻，如图1（a）所示。在关断时，受与开关管相串联的寄生电感影响，表现在电压波形上有一高频振荡；在导通时，受开关管结晶电容的影响，使得在开通时刻因结电容的放电特性而产生一冲击电流，这一高频振荡和冲击电流是EMI和RFI的主要来源，同时这些又被寄生电阻所阻尼，消耗了一定的能量。从图形中还可以看出，由于开关时刻电压和电流波形的重叠，降低了变换效率，阻碍了工作频率的进一步提高。为了克服以上缺点，谐振型工作方式被引入，图1（b）所示为零电流开关准谐振方式，在开关管关断之前，将电流减小到零，大大地改善了关断条件，然而开通却是在加有满压的情况下发生的，这就产生了开通损耗和噪音，且在寻通期内流过较大的电流，通态损耗增加。图1（c）表示的是零电压开关准谐振工作方式，开关管在开通时的电压减小至零，大大地改善了开通条件，但在断态时开关管承受极大的电压应力，且变换器的调节特性和稳定性受输出整流管结电容的影响。
零电压转换（ZVT）工作方式，结合了一般的PMW变换器和谐振型变换器的优点，在开通和关断时刻，有源开关和无源开关均在零电压状态下完成；在通态和断态下具有与一般的PWM变换器相同的特点。两者的结合，大大地降低了开关损耗，提高了效率，使变换器工作频率的提高成为可能。本文以降压式变换器（BUCK变换器）为例，用以说明其工作过程和工作原理，并对此进行了性能分析。一个工作频率100kHz，200W的试验电路（输入电压Vin=250~300V，输出电压Vout=200V)被用来证实。
2零电压转换降压式变换器（ZVT-BUCK变换器）
2.1工作原理
图2为典型的BUCK变换器电原理图。图3（a）为ZVT-BUCK变换器的电原理图。工作过程的主要波形示于图3（b）。
从图2和图3（a）比较可以看出，通过增加一谐振网络就可能将典型的BUCK变换器变为ZVT-BUCK变换器。该谐振网络包括一辅助开关器件V1，一个谐振电感L1，一个嵌位二极管D1，一个并接于主开关器件V的谐振电容C1（也包括V的结电容）。为了使说明问题与试验电路相一致，认定V和V1为功率MOSFETs器件。
在讨论问题之前，先作如下假设：
开关器件V和V1的导通电阻Ron和Ron1为零，漏电流为零。
二极管D和D1的导通电阻为零，反向漏电流为零。
电感L1和电容C1的等效串联电阻忽略不计。
储能电感L的电感量足够大，近似地认为是一恒流源Io。
图3(b)是工作过程的主要波形，我们把一个工作周期分为七个区间来分析：
(1)t0~t1：在t0之前，主导开关V和辅助开关V1都是关闭的。此时续流二极管D导通，流过的电流Id=Io。t0时刻，受控制信号S1的作用，开关管V1导通，输入电压Vin加于谐振电感L1的两端，流过L1的电流Ii1(t)从t0时的零线性上升至t1时的Io。当Ii1(t)=I0时，续流二极管D关断，这个关断过程是个软关断，流过二极管D的电流Ld从t0时的I0线性下降至tl时的零。
(2)t1~t2：此时续流二极管D是断开的，由于L1和C1的存在，电路中发生谐振现象，这样流过L1中的电流Ii1(t)以正弦形式上升至t2时的最大值Ii1max，开关管V的端电压Vds因C1的放电从t1时的Vin以余弦形式降至t2时的零。与此同时，Vd以相同的方式从t1时的零上升至t2时的Vin。
(3)t2~t3：在t2时刻，Vds因C1的放电而等于零。由于L1、C1的谐振作用，谐振电流反向流过开关管V的反向并接二极管(或内部寄生反向并接二极管)，为了实现零电压转换应在Ds导通后将控制信号S加到开关管V上，也就是说，在t3时刻使开关管V闭合。控制信号S1、S的时间间隔为Tm，应满足如下关系：
Tm≥to1+t12
(4)t3~t4：在t3时刻之前，Vds=0，且开关管V1也处于闭合状态，这样谐振电感Ll两端的电压Ii1(t)=0。t3时，V1断开，V闭合，嵌位二极管D1起到一个嵌位作用，使得L1两端的电压为Vin。从t3到t4电感L1中的电流Ii1线性下降从Ii1max至零。与此同时，流过开关管V的电流Is也从t3时的[-(Ii1max-IO)]线性上升至t4时的I0。
(5)t4~t5：在这个区间内，主导开关V处于通态，续流二极管D处于断态。与典型的BUCK变换器在导通状态下完全一致。
(6)t5~t6：V关断，其并接谐振电容受I0的充电而使Vds，逐渐上升至t6，时的Vin，Vd的值从t5时的Vin逐渐下降至t6时的零。
(7)t6~t7：在这个区间内，续流二极管D处于通态，主导开关V处于断态。与典型的BUCK变换器在断态下工作完全一致。
这样就完成了一个工作周期，t7以后，第二个工作周期开始，工作过程与第一个周期一样。从以上分析及工作波形可以看出，开关管V及续流管D的开关转换均在零电压状态下完成的。通态和断态下施加于V和D的电压和电流应力与典型的BUCK变换器一样。体现了在转换期内具有谐振型开关性质，在通态和断态具有一般的BUCK变换器性质的特点。
2.2各区间的电压、电流及其时间
根据以上工作过程，可以导出各区间的等效电路，如图4所示。
(1)[t0，t1] Vds(t)=Vin (1)
IS(t)=0 (2)
Vd(t)=0 (3)
(Vin=L1×[di11(t)/dt]，Ii1(t0)=0，Ii1(t1)=I0)
T01=(L1×I0)/Vin (4)
Id(t0)=I0 Id(t1)=0 (5)
(2)[t1，t2] Vds(t)=Vin×cosωt (6)
(其中ω=1/()，Vds(t1)=Vin，Vds(t2)=0) (7)
Is(t)=0 (7)
Ii1(t)=I0+(Vin/Z)×sinωt
Ii1(t1)=I0 Ii1(t2)=Ii1max=I0+(Vin/Z) (8)
(其中Z=，Vd(t)=Vin×(1-cosωt)
Vd(t1)=0 Vd(t2)=Vin (9)
Id(t)=0 (10)
T12=(1/2)×π× (11)
(3)[t2，t3] Vds(t)=0 (12)
IS(t)=-Vin/Z (13)
Ii1(t)=I0+(Vin/Z) (14)
Vd(t)=Vin (15)
Id(t)=0 (16)
Tm≥T01+T12=[（L1×I0）/Vin]+(1/2)×π×
（其中Tm为控制信号S1和S的时间间隔）
(4) [t3，t4] Vds(t)=0 (17)
IS(t)=IS(t3)+(1/L1)Vi1(t)dt (18)
(IS(t3)=-Vin/Z) IS(t4)=I0
Ii1(t)=Ii1(t3)-(1/L1)Vi1(t)dt (19)
(Ii1(t3)=I0+(Vin/Z) Ii1(t4)=0)
Vd(t)=Vin (20)
Id(t)=0 (21)
T34=L1×(I0+Vin/Z)/Vin (22)
(5) [t4，t5] Vds(t)=0 (23)
IS(t)=I0 (24)
Ii1(t)=0 (25)
Vd(t)=Vin (26)
Id(t)=0 (27)
T45=Ton2-T34 (28)
(6) [t5，t6] Vds(t)=Vds(t5)+(1/C1)×I0×dt (29)
Vds(t5)=0 Vds(t6)=Vin
IS(t)=0 (30)
Ii1(t)=0 (31)
Vd(t)=Vd(t5)+(1/C1)×I0×dt (32)
(Vd(t5)=Vin，Vd(t6)=0)
Id(t)=0 (33)
T56=Toff1=(C1×Vin)/I0 (34)
(7) [t6，t7] Vds(t)=Vin (35)
IS(t)=0 (36)
Ii1(t)=0 (37)
Vd(t)=0 (38)
Id(t)=I0 (39)
T67=Toff2=Toff-T56 (40)
2.3性能分析
参见图2和图3(a)，为简化起见，假定图中V、V1、D和D1为理想开关器件，谐振电感L1、谐振电容Cl、储能电感L和滤波电容Co均为理想无损耗元件。回顾一般的PWM型BUCK变换器，我们知道，
Vout=q×Vin MV=Vout/Vin （41）
这里q=Ton/T称为脉冲占空比，改变占空比，输出电压也就随之改变。因此当负载以及输入电压变化时，可以通过调节q来保持Vout的稳定，因为0≤q≤1，从而使Vout在0V与Vin之间变化。
如图3(b)所示，该ZVT—BUCK变换器的工作周期T为：
T=T01+T12+T23+T34+T45+T56+T67=Ton1+Ton2+Toff1+Toff2 (42)
开关管V的通导时间Ton2=T-Toff2-（Ton1+Toff1）
要保证V、D在零电压状态下转换，在一个周期内的(Ton1+Toff1)的值不能为零。这样Ton2的变化范围受到一定的制约。从(43)式可知，
0≤Ton2≤T-（Ton1+Toff1）
=T-[（L1×I0）/Vin]-(1/2)×π×-(C1×Vin)/I0 (44)
其占空比q′的变化范围为：
0≤q′≤1-[(1/Vin)×(L1×I0)+(1/2)×π×+(C1×Vin)/I0]/T (45)
下面再来推导一下ZVT—BUCK变换器的MV(电压传输比)，以确定输出电压Vout与输入电压Vin的关系。为了直观起见，将图3(b)中的Vd(t)的波形变为：
当电路工作处于稳态情况时，在主导开关V导通期间内，储能电感L中电流的增量应等于截止期间电流的减少量。根据这一原则，可以导出下式：
(46)
从上式可知Vout与Vin之间的关系并不是一线性关系，而是一非线性关系。
当Ton2为一定值，T近似不变仃(T56的影响极小)。Vout与Vin之间的变化曲线如图5所示。
对(46)式求导，可以得到在一定的条件下的Mv：
Mv=(1/T)×(C1/I0)×Vin+[Ton2+T23+0.5×(π-2)
×](1/T) (47)
当Tl2、T23、T56在一个工作周期T内所占比例较小时，在工程计算上可忽略T12、T23、T56。Mv=Ton2/T与典型的PWM-BUCK变换器相同。
当输入电网变化±10%时（假定负载不变），Ton2的脉宽变化率δ为：
(48)
(V′为输入电压的额定值)
当T12、T23、T56忽略不计时，则δ≈0.2。
通过以上分析，参考图3(b)所示的工作波形，还可以发现ZVT—BUCK变换器在某些条件下具有其它类型变换器的特点。当L1、C1均为零时，Ton1、Toff1均为零。图3(a)中V与Vl相当于并联，且V1在整个工作周期里一直处于断开状态，这样图3(a)所示的ZVT-BUCK变换器便成为图2所示的一般的PWM-BUCK变换器。
当开关管V的导通时间Ton2为零时，整个工作周期内V没有工作，一直处于断开状态，如图6所示。在这种情况下，通过电源变换和对偶性分析则ZVT—BUCK变换器即成为一个零电流开关准谐振变换器。
3设计举例
为了进一步证实和说明上述变换器的工作，一个工作频率为100kHz 200W的ZVT—BUCK变换器被用来证实(充当某精密电源的预稳器)，如图7和表1所示。其 输入电压Vin变化范围为250～300V，输出电压Vout=200V，输出电流I0=lA。
试验电路中所采用的控制集成片为CW2524，用一脉冲宽度限定电路来确定V1的导通宽度Ton1，CW2524的输出PWM脉冲减去Ton1，产生出控制V的Ton2，两路信号经脉冲变压器隔离分别馈至V1和V。与其他类型的变换器一样，其效率与输入电压和负载有一定的关系，就实测的几点(Vout=200V，180V，150V；负载电阻RL=200Ω)情况来看，比一般约PWM-BUCK变换器的效率提高3％～4％(在此输出功率条件下效率能达到92％)。
4结论
由于谐振技术和软开关技术研究的深入，给逆变技术的发展注入新的活力。零电压转换(ZVT)变换器结合了谐振和PWM变换器的双重优点，在转换期实现零电压转换，克服了硬开关的缺点；在导通和截止期具有PWM变换器的特点，避免了谐振型的高电压和电流应力(使用MOSFET作开关管尤其要注意)。另外此电路所产生的噪声远低于硬性开关所产生的噪声，而此噪声恰恰是影响变换器指标和稳定性的原因之一。从效率上来看，小功率约改善3％左右。对于10kW以上大功率变换器应用场合，更具有实际意义。
参考文献
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