1引言
为了解决功率电子学研究中不断推进的电源小型化问题，人们将谐振式直流功率变换器设计在高频范围工作，为此需要有小尺寸的配套元件。传统的功率变压器则不适应这种高频工作的要求。所以，在不影响传统功率变压器的电隔离功能、高匝比特性以及不减小其额定功率值的前提下，人们一直在不断寻求新的功率变压器设计方法，以满足在高频工作的需要。本文提出的传输线型变压器（TLT）就是其方法之一。
这种变压器的早期应用仅限于射频和微波范围内天线网络的阻抗匹配。射频应用的TLT的电压比为2:1，其性能多有文章分析论述。本文介绍可供较高匝比使用的TLT设计与分析方法，并且探讨作为输出功率变压器的TLT的特性及优点，还以样品的测试结果对其设计分析进行验证。
2传输线型变压器的工作特性
TLT工作特性的理论分析是根据传输线是精确分布的情况进行的。
与传统的功率变压器不同，设计的n:1的TLT的低压匝比n和其性能特征即电压、电流和负载变换等完全是传输线段互连的结果，并不是由于器件中磁性材料的磁特性的影响。因此，在TLT特性分析时明确省略了器件中磁性材料的有关因素。TLT中磁性材料的作用就是使传输线段中流动的净电流量最小，因此，它不能起到功率传递的作用。
作为最容易理解的基本TLT电路是2:1电压比的变压器，它是由两根在输入与输出端分别以串联和并联连接的传输线段组成，如图1所示。当外加电压Vin被均分在两根相同特性阻抗Zo的线段时就出现电压变换。而且，作为假设的理想传输线，这就意味着在传输线段内必定流动着大小相等方向相反的电流Iin（即零净电流）。为此，结果是通过负载RL的电流为2Iin，并占了全部输入功率。分析表明，线段必须保持电尺寸短（这就是说β小，这里的β=2π/λ，是线段的传播系数，是波长的长度），以避免会引起电压和电流变换恶化的沿线驻波的产生。换句话说，为使变压器正常工作，其输入电压与电流信号当传播到负载时不应引起明显的相位延迟。
从设计和制造的角度出发，把图1的电路改变成图2的单线段布置时可以得到一种更为实际的并同样符合2:1变压器的特性。这种修改在考虑了电路末端特性的情况下是容许的。利用以上的假设，很容易证明输出端的电压和电流仍然分别是Vin/2和2Iin。
在以下的分析中，将表明经过从图1到图2修改后TLT的小β值比图1电路的β值具有更好的性能。图3示出了n:1电压比的变压器一般结构形式，将被用于样品的设计之中。
3传输线型变压器性能分析
TLT性能分析包括简要介绍基本传输线方程式，以及利用它求解电压转换率nv、电流转换率ni、负载变换率、输入阻抗Zin，并归一为反射功率。这些参数将分别在以下讨论的式(1)~式(4)和式(7)中被定义，并通常以四端网络的Y参量表达式表示，如图4所示。
用TLT的Y参数代替已知整数匝比n以后，即可得到其表达式。应该指出的是，虽然n和nv是同一个概念即Vin/Vl，但n是设计的电压比率常数，而nv是描述n在幅度和相位两个方面如何随ZO、RC和β的函数关系。在理论上，比率nv和ni应等于n，等于n2。
 (1)
 (2)
 式中，，而每个匝比n需要对Y参量求值。
 (3)
TLT的性能可以用这种负载变换比表达，这是因为它包括了电压和电流的特征。由于V1/i1等于负载电阻RL，故输入阻抗可以表示为：
 (4)
为了对TLT总体性能进行简单的实验估值，导出了归一化反射功率表达式。实际上，负载变换比与理论性能是不一致的，即；考虑到计算使用的是无损耗传输线方程，同时也没有考虑磁心材料因素，这里宁可把反射功率称为失配损耗，也不称其为有效功率的耗散损耗。这种失配是指把输入阻抗Zin、和源阻抗Zg之间的关系调换成，如图5所示。
图5所表述的状况是利用网络分析仪或S参量测试仪的固定输出端口的阻抗来测试变压器时所存在的情形，这样就可以对理论的反射功率曲线与实验测得的曲线进行直接比较。图5也表示分别以nv和ni定义的TLT输入端的电压与电流反射系数ρ可以用这种方式来确定：即Zin与传输线末端类似，而Zg与其特性阻抗类似。故得出：
 (5)
Zg与Zin表达式可用RL项代替，详见图5所示。这样，在约去RL公共项之后，可得到以下表达式：
 (6)
式中，n是设计的整数匝比。因用表示反射功率，故可以用反射功率作为衡量性能的单位，为此其表达式为：
 (7)
式中=0时，表示完全变换。
利用与图6——2:1TLT参量分析网络一致的传输线方程式(8)和(9)，可以得到如图2所示的2:1TLT分析结果。该网络通过给出Y参数可以知道传输线末端信号值（VL1、VL2、i11、i12）以及四端口网络末端的电压和电流。方程式(13)、(14)和(15)是描述ni、nv和的表达式，它们是通过代入方程式(10)、(11)和(12)得出的解之2:1Y参数得到的。
 (8)
 (9)
 (10)
 (11)
 (12)
人们注意到在四端口网络中，传输线的存在呈现出以下的传输比复数以及与频率的依赖关系。
 (13)
 (14)

 (15)
nv表达式清楚地表明当减小到零或是2π的整数倍时，低压比为2，这与线段长度等于一个波长的整数倍相一致。关于Zo=50Ω，即RL=12.5Ω，和Zo=50Ω的2:1TLT的nv、ni及Zin的曲线图分别如图7、图8、图9所示。这些曲线也表明当再次减小到零或达到2π的整数倍时，ni和分别趋近于2和4。由于传输线特性的原因，在这三幅图中的数据与任何实际数据都不一致，这与前面所述的相位延迟相符合。即使线段的物理长度很短，但对于如0.05λ这样短的波长转换成频率后也内含几十MHz。到目前为止，这里的比率并未与n2 发生转换，因此实现宽的带宽是可行的。
图10给出了当Zo值采用50Ω和75Ω情况时，图1的2:1并联线结构和图2的单线电路的分析反射功率曲线图。从图10可见，值小的单线电路可获得较好的性能。而且，Zo=50Ω比Zo=75Ω获得更好的结果，因为50Ω的值更接近于最佳Zo的条件。在此情况下，定义Zo(opt)=25Ω，
 (16)
Zo(opt)的求解是基于当给定值时，使最小，同时使TLT的有效带宽最大。图11的关系曲线图来自于图3电路的3:1和5:1TLT的分析曲线图，这时。以此值的微带线变压器样品与理论的响应特性作比较，可以看到正如理论估计的那样，当匝比上升时，带宽响应变窄，其特性与传统变压器相同。图11中的“等长”指的是在电路中使用相同的物理线段长宽（如3:1和5:1TLT分别需要2根和4根线）；补偿匝数是指3:1电路中要使顶端线段物理长度两倍于底端线段（即1:1/2比率），而5:1电路则使用1:3/4:1/2:1/4比率。
图11中的横坐标比例尺是指顶端线段的电长度。该线段的选择是要使每个相应线段对单个磁心有相同的匝比。由于设计中没有考虑磁心上的“分数匝”——如1/2匝、3/4匝等，这就表明了3:1TLT的顶端线段总是绕磁心两次，底端线段绕磁心一次。5:1的TLT用四根线段可作类同说明。
4样品与实验
当线段的电长度减小到零时，TLT的实际工作状况呈现短路趋势。为了消除这种影响，但不是为了功率传递，选用磁心材料是使TLT能够正常工作必不可缺少的。实际上，磁性材料增加了存在于所有TLT中导体对接地路径的电感量。所以应该指出，磁心的磁化电流是通过这一路径直接流向地面而不是流向负载的。图12显示了用有磁心或无磁心的1m长RG-58/μ50Ω同轴电缆的2:1器件与磁心的关系曲线。
图12中的这些小信号是用带有S参量测试仪的HP-3577A网络分析仪完成测试的。频率与波长度量关系的转换是利用已知关系式进行的。式中是沿传输线相速度。为此，同轴电缆制造商给出的66%的相速度指标是自由空间的相速度。尽管短路的情况被排除是很明显的，但仍可以看到在图12中0.1λ波长等点上缺少磁心关系曲线。磁心的作用力通常在线段相位延迟之后单独地出现，用表示。这种作用力会明显地降低该响应特性。磁心需要使用高频功率铁氧体，以便充分利用TLT的带宽。图13给出了实验测试的曲线。
用微带传输线设计并用双面4-02敷铜1/32的印制电路板（在1.0MHz时，）制作匝比为3:1和5:1的小尺寸TLT。为了把所有线段安装在一个U形磁心上，使用了匝数补偿技术。需要使用此技术的原因是由于每根线段存在着因端电压所产生的电压差。在图14的3:1电路中，可以看到节点a与b（以及c与d）之间的电压为2Vin/3，而节点c与b（以及b和d）之间为Vin/3。在此情况下，每个线段以相同的匝数绕在磁心上将对磁心施加影响，除非使用磁隔离，例如E形磁心结构，否则要维持两个不同的伏特/匝的同时，维护两个相同的磁通量级是不可能的。匝数补偿使所有线段需要的磁通量级相等并允许使用单个磁回路。
表1列举了4个TLT变压器样品的匝比n、特性阻抗Zo、微带线形状比W/n（注，W-线宽，n-导体间距）和使用的磁性材料型号。
图15以小信号源测试出了磁心的反射功率曲线。其中3:1和5:1TLT中的RL分别置于5.5Ω和2.0Ω端口测量，频率则保持在MHz范围，因为在此情况下不能做到与波长进行精确的转换。我们曾预计3:1TLT的带宽响应比5:1TLT的要好。图15示出了当Zo值接近Zo(opt)=16.6Ω时，3:1TLT的响应特性得到改善，这就证实了预计的结果。
虽然在设计TLT变压器时只需要工作频率为1~2MHz的磁性材料，但若适当选用高频功率铁氧体材料则更能充分利用如图15所示的带宽。
图16~图19是4种TLT组装件样品。
设计高频谐振变换器的变压器时，主要难题集中在形成高匝比上。高匝比能使变压器持续有效地工作在MHz级范围。但从传统变压器的观点来看，TLT是一种自耦变压器，因此不能提供所需要的变压器的输入/输出隔离。解决此问题的办法是在TLT与负载之间用一个传统的绕组为1:1的隔离变压器作为过渡级，如图20所示。只要对磁心用材料进行正确选择，1:1隔离变压器就具有要求的带宽，不致使TLT的响应明显下降。利用这种方法，将输出变压器分成了独立的匝比和隔离两部分；这不需要单独的磁路来完成，两种功能都在同一个U形磁心上实现，输出电压和磁心保持的匝电压等值。
6样品的功率测试
用1MHz正弦波信号测试变压器的功率，测试频率选择与磁心材料的参数相同。当分别测试3:1和5:1TLT样品时，用50Ω端口功率放大器需5.5Ω和2.0Ω负载，表2给出了由表1所列出的四个TLT样品的测试结果。在所有情况下，输出电压按设计的电压比没有产生明显的波形失真。由样品所得的相对低的有效系数维持了伏特/匝特性。在MHz工作频率范围，如果变压器磁性材料保持的伏特/匝特性，或等效磁通密度达到TLT所需要的98%+有效系数，那么必须使二者之一保持最小值，如表2所示，仅在200G以下的磁通量级才能提供那些高的有效系数。四个用作测试的TLT样品的设计目标是使它们的绕组数量最少，也即使用的线段最小，同时使有效带宽最大。在没有利用额外绕组的情况下，TLT磁心会产生明显的铁损。因此，TLT最适合于低输出阻抗应用，在此情况下，实际功率被适度地转换成了低输出电压。假如需要转换成较高的电压，那么TLT设计中就要加入更多的绕组，这就必须对所需的工作电平和有效带宽之间进行折衷考虑。磁心的外形设计可以提高有效系数，这种外形设计就是增加磁心截面积并提供有效散热。另外，若用高频特性较好的NiZn铁氧体材料可以进一步降低损耗，使TLT更适用于高频谐振变换器。
7结论
文章论述了传输线型变压器的特性：高匝比和宽频带。在高工作频率时可以具有良好的性能。同时，TLT采用的是微带电路这种固有的小型化设计，所以它能够实现功率变压器微型化的要求，并提供“分数匝”和多输出。但这种变压器设计要特别注意磁心外形结构形式和散热，因为在低MHz频率范围，磁心是TLT的主要损耗源。所以，只要注意对磁心用的材料进行仔细选择，TLT可以很好地满足高频变压器使用的要求。
参考文献（略）