1 引言
众所周知，在额定电压下，电能用户的输入端才可能有最佳的运转技术特性。电压偏离额定值，将会影响到电力负荷的工作性能，其中包括导致事故状态的发生。
例如，当照明负荷的电压下降10%时，白炽灯的光通量会减少30%；而当电压升高10%时，灯的使用期限将缩短2/3~3/4。荧光灯对电压偏差的敏感度较小，但是在电压降低7%~8%时，灯管就难于点燃，而当电压升高7~8%时，灯的辅助起动器件会开始过热。
对于各种行业中广泛使用的异步电动机，其输入端子上的电压有偏差时，电机的旋转频率、有功损耗值、所消耗的无功功率以及转矩等均将发生变化。当电压降低10%，转矩则减小约18~20%。由于电动机转子和定子电流的增加，将导致转子频率的降低和电动机的过热。
从电工学中得知，由于最大转矩Mmax和起动转矩Msta均与输入电压Vin的平方成正比：，故影响Mmax和Msta的最突出因素是电源电压Vin。例如，当Vin降低到额定电压VN的70%（Vin=0.7VN）时，则转矩只有原来的49%，过低的电压往往使电机不能起动；在运转中如果电压下降太多，很可能因电机的最大转矩低于负载转矩而停机。这样，将引起电动机电流的急剧增加，如不及时保护，则可能烧毁电机。
基于微处理器和集成电路制成的电子计算机（EC），近代无线电/电子装置，控制系统和自动化装置等，对电压的偏差很敏感。因此，在广泛的用电系统中，建立稳定的电压源是非常重要、甚至是必不可少的。
2 交流稳压器的工作原理和组成结构
为了获得电压的稳定，目前不少采用了带分段调节输出电压的变压器。通过有触点或无触点切换装置以改变变压器绕组的匝数。由这种带分接抽头变压器组成的电压稳定器，其主要缺点是：操控系统的速动性差，电压调节（分段调压）呈阶梯性以及触点切换装置的使用寿命相对较短。
2.1 单相交流稳压器
带2级无触点切换变压器分接头的稳压器具有好的应用前景，其电气线路基于自耦变压器（AT）或基于变压器和光控双向晶闸管组成。图1为所研制的单相交流稳压器技术解决方案的结构图。稳压器的操控系统(CS)，由电源部件(PS)、零点机构(ZO)，锯齿波电压发生器(SVG)、比较器(C)、控制脉冲放大器(Pa1)和(Pa2)组成。图2所示为说明未接入输出滤波器(F)情况下的交流稳压器工作原理图。
稳压器的工作原理及过程如下：电源电压Uin接至AT的输入和操控系统中PS的输入（图1）。从PS的第一输出，正弦波形信号（图2a）进入ZO的输入端，ZO的输出端则产生与电源电压零值同步的脉冲（图2b），同步脉冲经过PA1进入光控双向晶闸管O1的控制电极，在稳压器的输出端子上形成电压U1(图2e)；同步脉冲同样还进入SVG的输入，在SVG的输出端形成锯齿形基点信号UOC1（图2c），此一信号传送至比较器C的第一输入口，而直流电压的主导信号UBC1则送至C的第二输入口（图2c）该直流电压与交流电源电压是成比例的。
当基点信号值大于主导信号值时（UOC1>UBC1），在比较器C的输出端形成控制脉冲(图2d)，该脉冲经过PA2送至光控双向晶闸管O2的控制电极(图1)，O2接通，导致自然的开关操作(闭合)光控晶闸管O1，而在稳压器输出端形成电压U2（图2e），由于稳压器输出端O1和O2轮流工作的结果，将形成输出电压Uout1(图2e)。如果，例如交流电源电压降低，则直流主导信号的电源电压也降低，也即UBC2<UBC1(图2f)。这种情况下，光控晶闸管O2的控制角减小（a2<a1，图2d，g）稳压器输出端的电压Uout2增大(图2h)。
2.2 滤波器和三相交流稳压器
利用自耦变压器AT和光控晶闸管设计的交流稳压器，比一般利用半导体开关元件制作的稳压器具有以下优点：操控系统的线路结构简化；工作的可靠性高，效率也提高。
但是，所研制的稳压器，其输出电压的波形曲线会产生畸变。按照有关国标，正常允许的电压曲线正弦度失真系数不应超过5%，而极限允许值为12%。随着调节范围的加大，电压波形的失真将愈益严重。这样一来，为了改善稳压器输出的电压波形，必形LC滤波器(F)。
图3所示为未接入滤波器时畸变系数Ku与光控晶闸管控制角α的关系曲线Ku=f(a)；图中还标示了确保稳压器输出畸变系数Ku≤5%的滤波器滤波系数Kφ=f(a)。如图所见，当电压U1变化在20%的情况下（约相当于电源电压变化范围±10%），其稳压时的畸变系数值不超过10%，因此，如果用户对电能质量未提出明确要求，则在采用所设计的稳压器组成结构中，可以不设置滤波器。
改善稳压器输出电压质量的另一途径是增加AT的分接抽头数。这样，如在稳压线路中对应每一光控晶闸管来用附加的分接线，则在同样10%的稳压范围内，畸变系数不会超过5%，但此时稳压器的操控系统（CS）将复杂化。
对于三相电压的稳定，可采用已研制的单相稳压器的操控系统CS，利用变压器取代AT（此时变压器的每一相均有本身的稳压器）。图4为利用光控晶闸管的三相稳压器电气接线图（电力变压器的原绕组未绘出）在变压器的每一相，光控双向晶闸管O2断开时，稳压器的输出将产生最大电压；而光控晶闸管O1断开时，稳压器输出则出现最小电压。
3标准电压源的设计
交流脉冲稳压器不仅可保持恒定的电压值，而且能在偏离正弦波形时校正其电压曲线的形式。为此，需要一标准的正弦波电压源，电压源的频率和相位，与电网稳态电压的频率和相位是一致的。标（基）准电压发生器的设计有2种可能方案：第一种方法是基于利用与电网电压同步的正弦稳压发生器，发生器可按运算放大器设计；或者在微处理器中，藉逐次迭代法根据下式输出正弦的离散值（n=0，1，2，……）

 (1)
式中，m=T/T0为整数，T和T0——相应为电网电压的周期及脉冲稳定器的离散周期。
第二种方法是藉助于线性和非线性电路变换交流电网的电压，以确保标准电压的幅值和相位稳定。此法原则上更简单，由于标准电压的频率相应与电网频率是吻合的。故本文重点讨论这一方法。
3.1 标准正弦电压（幅值）的稳定
首先考虑电网电压频率恒定的情况。尽管实际上频率是变化的，但较之电压幅值的变化程度要小的多。把应用于直流稳压器和铁磁谐振式交流稳压器中的设计理念作为研制交流稳压器的基础。图3所示为限幅器的示意图。如果输入电压的幅值Um超过限值U很多（也即U/Um<<1），限幅器则将正弦波的电压曲线形式变换为与矩形相差甚小的梯形。这种情况下，Um在实际范围内的变化例如±20%，引起输出电压的变化是不大的，因而，输出电压一次谐波的幅值：
 (2)
式中，φ=arcsind，d=U/Um。该值仍然为接近矩形电压的一次谐波幅值，等于4U/π。实际上由于二极管有限（不为零）的微分电阻，限幅器的输出电压相对于限幅的程度，同样有一些变化，但电压值是稳定的。利用2级限制实际上可使这些偏差为零。
由电网电压幅值变化ΔUm引起一次谐波幅值的相对变化值，可按下式估算：
 (3)
从式（3）可知，当时，U1的相对变化很小，仅为Um相对变化的1/1280，因此，可认为U1实际是不变的。为了分离出与电网同相的一次谐波，必须装设电网频率时、相位特性为-π(-180°)的滤波器。
滤波器输出的非线性失真，可按限幅器输出电压的3次谐波确定。3次谐波幅值U3=ΔU/3π，也即，接近基波（有效谐波）的1/3。
为使标准电压中的3次谐波不超过允许值，按照与基波的关系式，应使
U1/U3≥q>>1 (4)
也即，需满足条件：
Aφ(ωc)/Aφ(3ωc)≥q/3 (5)
式中，Aφ(ωc)=Wφ(jω)——滤波器的幅—频特性(AFC)；Wφ(P)——传递函数。
3.2电网频率变化时标准电压相位和幅值的稳定
当电网频率有变化时，滤波器输出电压的幅值和相位均将变化。为了将这些变化减小到允许值以下，必须在下式频率范围内确保滤波器频率特性的恒定。
ωc-Δωc≤ω≤ωc+Δωc (6)
式中ωc——电网的额定频率；Δωc——频率对额定值的可能偏差。为实现上述条件，要将具有下式所列频率传递函数的装置，与滤波器串联连接。
 (7)
式中，WO=Wφ(jωc)——负实数。考虑到实现频率特性(式7)这一装置的复杂性，可降低对频率的要求在式(6)所列范围之外。
当0<ω<ωc-Δωc时，由于频率低于ωc-Δωc的谐波不可能存在，特性W1(jω)原则上无数值；而在高频下：ω>ωc+Δωc，已滤波电压的高频谐波也不需明显强化，以便保持条件(4)。
因ΔWφ(jω)=Wφ(jω)-W0，故可将式(7)变换为：
 (8)
当系数Δω=ω-ωc减小时，近似法的精度提高。如分析所证明的，电网少许的可能偏差值，将确保近似法充分的准确度。因而，在电网频率变化时，可确保标准电压幅值和相位的恒定。
改变滤波器和补偿器频率特性的结构图示于图6。按照图6滤波器和补偿器的频率传递函数：
 (9)
考虑到补偿调节器，高次谐波的允许条件将采用：
 (10)
计及，条件(10)可近似写成：
 (11)
利用四阶低频的巴杰尔霍特(Bajervolt)滤波器作为滤波器的实例，该滤波器具有标准的传递函数：
 (12)
式中S=P/ωo，ωo——相应于幅频特性的截止频率值。P——变量的拉普拉斯算符(二阶微分参数)；a1=，a2=。
不难检验，截止频率的相位特性具有-π(-180°)的值。因而，滤波器的截止频率应等于电网频率，即ω0=ωc，计算知Aφ(ωc)/Aφ(3ωc)=57.28，可得到三次谐波的幅值不超过基波（一次谐波）幅值的1.2%[200Aφ(3ωc)/3Aφ(ωc)=1.2%]。
确定标准电压中五次谐波的相对值约为0.09% [200Aφ(5ωc)/5Aφ(ωc)≈0.09%]。因此，标准电压正弦曲线的偏离仅按三次谐波进行评估即可。
为了评估电网频率变化时标准电压幅值和相位的稳定性，在电网频率相对变化不大的情况下，计算了已补偿的滤波器幅频特性（式9）对1/2额定值（相应于电网额定频率）的相对偏差值：
 (13)
以及其相位特性φ(ω)对额定值φ(ωc)=0的偏差值：（电网频率相对变化）
 (14)
偏差计算的结果示于图7。为了比较，图中还绘制了带Wφ(s)（按式12确定的）滤波器幅频特性与额定值的相对偏差δAφ曲线：
 (15)
以及滤波器相位特性φφ(ω)与其额定值φφ(ωc)＝-180°的偏差值Δφφ(ω)=φφ(ω)+180°
结果分析表明，当电网工频的实际偏差δω<1%情况下，δA和Δφ值完全是容许的。为了在特有的，例如柴油机电站，频率有大的允许偏差下，能获得同样的稳定性，可利用第二个更简单的带补偿器的滤波器（三阶），以减少标准电压中的部分高次谐波。
巴杰尔霍特(Bajervot)滤波器的结构设计是基于运算放大器实现的。在四阶滤波器中采用了2个运算放大器；而三阶滤波器则用1个放大器。
参考文献（略）