低损耗平面电感器的结构研究
2007-05-09 17:14:35
来源：《国际电子变压器》2007年5月刊
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1引言
磁性功率器件的小型化是减小开关电源体积的关键。因此，小型扁平式磁性器件不断被开发出来。与开关电源要求器件小型化同时出现的问题是开关电源工作在高频频段，这就意味着与普通的元器件结构比较，小型磁心或平面磁心元器件结构中，导体与磁性材料的接触更为紧密，为此，器件中导体上的电流分布受磁性材料特性的影响则更强，因此将引起异常的铜损或者大的Rac/Rdc之比值。本课题研制的夹层结构平面电感器，其结构是一对磁性材料基片（用作磁心，由传统电感器磁心的几何结构发展而来）和一个纯平面线圈。该线圈的导线没有重叠情况，是用光刻技术制造的盘绕线圈。一般螺旋线圈产生的是单一偶极磁场，而本文研究中采用的平面线圈则可以产生合适的定位磁场。同时，这些磁场仅分布于线圈平面的周围，电磁场被控制在夹层结构的铁氧体磁性材料中，因此在电感器处于工作状态时，其电磁场不会对电子设备中的其它低能级元器件造成电磁干扰(EMI)。
在研究中，首先对嵌有一对磁性材料基片的单匝矩形导体中电流分布的状况进行数值分析，以此作为了解这种导体交流电阻的基础。第二步，计算电感器的电感值和交流电阻值。这种电感器的结构是，盘状线圈嵌入到一对磁片之中的一个磁基片上，再以另一个磁基片将线圈覆盖住，并在两个基片间留出一定的气隙。实验研究可知，磁基片间的气隙大小可对电感器的铜损和铁损进行折衷以及对电感值进行控制。第三步，讨论用NiZn铁氧体作磁基片和一个嵌入式盘绕线圈制成的电感器的特性。最后，研究一种称谓“网孔”式的线圈，可能减少磁心中涡流损耗的情况。
2线圈中电流的分布和交流电阻
研究了解各种情况下的单匝矩形线圈中的电流分布，是理解上述电感器结构导体中交流电阻的基础。我们用有限元差分法(FDM)，针对由图1所示的三种电感器线圈的结构情况，对其矩形线圈导体中的电流密度进行二维(2D)分析，在图1(a)中，仅示出一个导体，其剖面尺寸为：高H=2δ（δ——趋肤深度），宽W=10δ；在图1(b)中，相同尺寸的导体被嵌在一对磁性材料基片中，而且μr1=μ1/μ0；在图1(c)所示状态，图1(b)中的两个气隙用了另一磁性材料充填，该材料的磁导率为μr2。
现在，假定该磁心没有损耗，并给其对称的平面施加一个满足时的矢量电势A作边界条件，同时给模拟无穷远的“外边界”施加一个边界条件：A=0。这样，对图的右上四分之一的区域进行分析：对于图1(a)和图1(b)状态，经分析得到的电流密度分布（非瞬时值）示于图2。图2中，电流密度分布的幅度已进行了归一化，以便于相同数量的直流电流密度可以统一。由图2可见，大的电流密度出现在边缘处。这是与变压器磁化电流分布的FEM分析相一致的。同时可见，这一现象因为磁心的存在而加强。这种现象可以由引入一维求解的镜像电流予以解释，或者根据导体中某部分流动的电流特性来解释，在导体的边缘，其阻抗和耦合磁通是较小的。图3是针对三种不同宽度的导体绘制出的Rac/Rdc对磁心磁导率关系的曲线。人们注意到，当μr1=20时，Rac/Rdc之比值才增大到它们最大值（W≈2δ）的一半。
图4示出了以磁性材料充填导体两侧空隙所导致的影响，图中作为充填材料的磁导率μr2从1变化到1000。Rac/Rdc之比随μr2的增加而增加。值得注意的是当μr2超出100，Rac/Rdc比值将进一步变小，此时的导体已被相同性能的磁性材料包围。用磁性材料填充导体的空隙可能并不是研究变压器的有效方法，但是，在加宽导体取得大的电流容量和低的Rac/Rdc之比这两者存在的兼容性问题，通过填充空气隙可以获得很大程序的改善，如图5所示，这对研制电感器是很重要的。如果有人想用宽的导体以增加电流容量，那么，必须知道Rac/Rdc之比是磁路连续性的敏感函数。
3线圈导线嵌入磁性材料的平面电感器
将线圈导体掩埋在磁性材料之中，是其减小高频磁场影响和铜损的一种有效措施，但用这种方法制造功率电感器则存在一些问题：①因为电感值取决于磁性材料的磁导率，大的电流容易使磁心饱和；②磁通量的大幅度变化会导致铁损增大；③使用具有线性B-H特性的、磁导率可控的和高电阻率的磁性材料可以解决以上问题。
研制嵌入式平面电感器所采用的方法是：将线圈导体嵌入一对磁基片之中的一个内部，然后将另一个磁基片覆盖其上面，在两只磁基片间留有气隙，见图6所示。假定线圈的结构为曲折盘绕形式[见图14(b)]，这种嵌入式平面电感器的气隙所产生的作用类似于普通电感器中的气隙，不过其作用更为显著。即该气隙就是用来控制电感值并且对电感器的铜损和铁损进行调节。还要指出的是：气隙的调节范围是以μm量级变化；同时，嵌入式平面电感器不会因为其气隙是二维（2D）分布而引起热点，这是不同于具有集总气隙的普通电感器的。
现在我们用FEM对图6所示的电感器进行数值分析。假定采用盘绕线圈，磁心的μr=200，为无损耗理想磁心。图7示出了盘绕线圈的主要部分及其电流与磁通的分布。由图7可见，线圈的绕制是呈周期分布的，所以，只要分析线圈导体的一个部分就可以了。用电感量和Rac/Rdc之比值作为间隙宽度hg的函数所计算出来的结果如果8所示。在此，采用一组既定参数（铜导体之宽度w=200μm，厚度h=25μm；线宽与间隔比：200/2000；磁心之磁导率μr=200，频率f=10MHz）进行计算，同时其定性关系可以扩展到具有类似参数的其它电感器。
由图8可见，虽然因为磁通密度的减小而导致Rac/Rdc之比之间从间隙为6μm处开始减小，但电感值和Rac/Rdc之比相对于间隙大小所表现出的性能是相反的。我们还针对线圈导体中的电流为1A，间隙尺寸为7.5μm的电感器的垂直磁通分量(峰值)进行了分析，结果见图9所示。这时，电感器的X轴位于下基片的表面（见图6所示），其原点则在嵌入导体的中心。图9可见，在相邻导体之间而非导体附近，磁通密度的分布是非常均匀的。在激励电流给定的情况下，该电感器的电感量与磁通密度成正比。电感器中的磁性材料的铁损可以用近似式k(bm)n表述，式中bm是磁通密度的幅值，n和k是常数，n≥1.60~2.0。由此可以理解，增加间隙的尺寸可以减小铁损，当然，这是以增加铜损为代价的，见图8所示。
4 嵌入式平面电感器的制造
利用镍锌(NiZn)铁氧体基片制作嵌入式平面电感器的基本工艺过程是：首先用金刚石锯片将厚度为2mm的大电阻率（ρ>105Ω-m）NiZn铁氧体基片开槽；然后以喷涂铜的方法将基片上的这些槽子填充；最后抛光其表面，并用激光切割技术切除导体不需要的连接部分，形成具有三个音叉形的盘绕线圈图形（即构成如图7所示的六条平行的导体）。图6所示的上下两基片的表面，都用抛光形成平整的镜面。导体的尺寸约为：宽210μm，深25μm。盘绕线圈的面积约为1.17×1.12cm2，导体和间隙之比约为0.21/1.99。在上下两基片之间放置一层聚酰亚胺薄膜，即形成了7.5μm的气隙。
我们在制作嵌入式平面电感器样品时，采用了两种NiZn铁氧体。1#样品铁氧体在频率为1MHz时具有较高的相对磁导率μr=1650；2#样品铁氧体在频率为1MHz时具有较低的相对磁导率μr=210。磁基片中嵌入的导体长度约为8.4cm。
用这样的方法制作成的电感器，用HP4194A型阻抗分析仪在大信号下测量其特性，测试的简单方法和电路图如图10所示。图中的电压V1和V2的相位和幅度用具有8位分辨率的数字示波器测量。
2#电感器样品在小信号状况下测量得出的特性指标示于图11。
图11(a)和图11(b)是分别为无气隙(hg=0)和气隙尺寸hg=7.5μm的两种结构的测量情况。由图11(a)可知，无气隙平面电感器的电感值在1MHz时为8.4μH，与无磁基片的盘绕线圈的电感值为50nH比较，增大了163倍。在电感器存在7.5μm的气隙后，因其铁损减小了(在1.5MHz时的Qmax=69)，Q因子和中心频率变成了较高值。用2MHz的电流激励，然后用上节提到的一组参数（W=200μm、H=25μm、线宽和间隙比=200/2000，磁导率μr=200，f=10MHz）进行计算，得到的电感值为43.3μH/m，Rac/Rdc之比值为1.49。根据此值，通过乘以0.084，43.3μH变为3.6μH。此值与从图11(b)中得到的电感值读数3.10μH的偏差很小，其误差是可以接受的。
采用串联等效电感和电阻，根据V1和V2的波形计算得到的相对于激励电流的大信号特性示于图12。在这里，是在1MHz频率上测试1#电感器，在2MHz频率上测试2#电感器。与1#电感器的损耗比较，2#电感器较小；但是，随着频率的增加，其Q因子的减小比例将增大，这是2#铁氧体的n常数较大的直接反映。图13所示为在有直流电流叠加情况下的电感器特性，图中，激励电流Iex保持0.5A(rms)。从图13可知诸参数对直流电流叠加的依赖关系。由V1和V2波形测量所得到的阻抗稍小些；用HP4194A示波器（其电平0.1V）测得LS=3.1μH，而用简单方法测得的LS=2.6μH(它们的测量频率均为2MHz)其偏差可能是由于相位角测量的分辨率较低和波形失真造成的。因此原因，在这种测量中，Q因子可能有所降低。
我们假设磁通密度在盘绕线圈的有效面积(S)上是均匀分布的，为此可以估算磁通密度。对于Iex=0.5A(rms)，φ=3.1μH×0.5A，并设S=1.68cm2(即线圈长度8.4cm×沿导体方向上的磁通分布有效宽度0.2cm)，为此可得到均方根值B(rms)=92(G)。
5平面电感器的磁基片涡流分析
这里介绍一种产生激励的新概念，用这种方法能够减少宏观涡流损耗。铁氧体基片的涡流损耗随其材料的磁特性的改进而得到改善，这是可以理解的。激励线圈几何结构的优化，则也是减小涡流损耗的措施，其基本设计思想是，设计一种专门的平面线圈来切断磁基片中的宏观涡流路径，即使得基片有更高的电阻率并能使电流流过更远的路径。图14(a)示出了一种网格型平面线圈结构，图14(b)示出的是一种音叉形盘绕线圈结构，已用于前面介绍的平面电感器。作为磁心的磁基片中的涡流路径示于图15。图15中、针对网格状和盘绕状两种电感器线圈结构，画出了磁基片平面内的涡流和沿a-a′线的横截面上的涡流。
假定集总参数电路的磁基片中有涡流存在，那么，对其平面分量的涡流损耗之比，由Pmsh/Pmdr=1/近似给出，而对于截面分量，由给出，式中，a是盘绕线圈的相邻导体间的间距（由此可见，a则为网格线圈单元的边长），δm是磁基片的趋肤深度。虽然网格线圈结构的导体长度比盘绕线圈结构导体长倍，但是网格线圈结构导体的交流电阻并不是盘绕线圈导体的倍，其原因是接近网格线圈“消隐点”的导体所承载的磁场较弱，因为在这些“消隐点”附近的磁化场强要相互对消一部分。在预计磁基片中的涡流损耗大于导体铜损的情况下，采用网格线圈结构可以从根本上减小总的损耗。在使用钴基非晶磁基片进行的初步试验中，借助网格线圈结构电感器，获得了更好的频率特性。
6结论
文章叙述了采用“磁基片/导体/磁基片”夹层结构的平面电感器中磁基片的Rac/Rdc之比与磁导率之间的关系。这种夹层结构是当前平面电感器的基本结构。研制这种平面电感器中，采用了有限元差分法（FDM）分析这种嵌入式平面电感器的特性，并使用高电阻率的NiZn铁氧体材料为基片和音叉形盘绕线圈制成了这种结构的电感器。试验结果揭示，上下两基片间气隙的尺寸是一个重要的设计参数，它可以在一定范围内调节高频工作的平面电感器的铜损与铁损。文章还讨论了一种网格概念的平面电感器线圈结构，利用这种结构理论，通过提高涡流电阻，能够降低磁基片中的涡流损耗。
参考文献（略）
磁性功率器件的小型化是减小开关电源体积的关键。因此，小型扁平式磁性器件不断被开发出来。与开关电源要求器件小型化同时出现的问题是开关电源工作在高频频段，这就意味着与普通的元器件结构比较，小型磁心或平面磁心元器件结构中，导体与磁性材料的接触更为紧密，为此，器件中导体上的电流分布受磁性材料特性的影响则更强，因此将引起异常的铜损或者大的Rac/Rdc之比值。本课题研制的夹层结构平面电感器，其结构是一对磁性材料基片（用作磁心，由传统电感器磁心的几何结构发展而来）和一个纯平面线圈。该线圈的导线没有重叠情况，是用光刻技术制造的盘绕线圈。一般螺旋线圈产生的是单一偶极磁场，而本文研究中采用的平面线圈则可以产生合适的定位磁场。同时，这些磁场仅分布于线圈平面的周围，电磁场被控制在夹层结构的铁氧体磁性材料中，因此在电感器处于工作状态时，其电磁场不会对电子设备中的其它低能级元器件造成电磁干扰(EMI)。
在研究中，首先对嵌有一对磁性材料基片的单匝矩形导体中电流分布的状况进行数值分析，以此作为了解这种导体交流电阻的基础。第二步，计算电感器的电感值和交流电阻值。这种电感器的结构是，盘状线圈嵌入到一对磁片之中的一个磁基片上，再以另一个磁基片将线圈覆盖住，并在两个基片间留出一定的气隙。实验研究可知，磁基片间的气隙大小可对电感器的铜损和铁损进行折衷以及对电感值进行控制。第三步，讨论用NiZn铁氧体作磁基片和一个嵌入式盘绕线圈制成的电感器的特性。最后，研究一种称谓“网孔”式的线圈，可能减少磁心中涡流损耗的情况。
2线圈中电流的分布和交流电阻
研究了解各种情况下的单匝矩形线圈中的电流分布，是理解上述电感器结构导体中交流电阻的基础。我们用有限元差分法(FDM)，针对由图1所示的三种电感器线圈的结构情况，对其矩形线圈导体中的电流密度进行二维(2D)分析，在图1(a)中，仅示出一个导体，其剖面尺寸为：高H=2δ（δ——趋肤深度），宽W=10δ；在图1(b)中，相同尺寸的导体被嵌在一对磁性材料基片中，而且μr1=μ1/μ0；在图1(c)所示状态，图1(b)中的两个气隙用了另一磁性材料充填，该材料的磁导率为μr2。
现在，假定该磁心没有损耗，并给其对称的平面施加一个满足时的矢量电势A作边界条件，同时给模拟无穷远的“外边界”施加一个边界条件：A=0。这样，对图的右上四分之一的区域进行分析：对于图1(a)和图1(b)状态，经分析得到的电流密度分布（非瞬时值）示于图2。图2中，电流密度分布的幅度已进行了归一化，以便于相同数量的直流电流密度可以统一。由图2可见，大的电流密度出现在边缘处。这是与变压器磁化电流分布的FEM分析相一致的。同时可见，这一现象因为磁心的存在而加强。这种现象可以由引入一维求解的镜像电流予以解释，或者根据导体中某部分流动的电流特性来解释，在导体的边缘，其阻抗和耦合磁通是较小的。图3是针对三种不同宽度的导体绘制出的Rac/Rdc对磁心磁导率关系的曲线。人们注意到，当μr1=20时，Rac/Rdc之比值才增大到它们最大值（W≈2δ）的一半。
图4示出了以磁性材料充填导体两侧空隙所导致的影响，图中作为充填材料的磁导率μr2从1变化到1000。Rac/Rdc之比随μr2的增加而增加。值得注意的是当μr2超出100，Rac/Rdc比值将进一步变小，此时的导体已被相同性能的磁性材料包围。用磁性材料填充导体的空隙可能并不是研究变压器的有效方法，但是，在加宽导体取得大的电流容量和低的Rac/Rdc之比这两者存在的兼容性问题，通过填充空气隙可以获得很大程序的改善，如图5所示，这对研制电感器是很重要的。如果有人想用宽的导体以增加电流容量，那么，必须知道Rac/Rdc之比是磁路连续性的敏感函数。
3线圈导线嵌入磁性材料的平面电感器
将线圈导体掩埋在磁性材料之中，是其减小高频磁场影响和铜损的一种有效措施，但用这种方法制造功率电感器则存在一些问题：①因为电感值取决于磁性材料的磁导率，大的电流容易使磁心饱和；②磁通量的大幅度变化会导致铁损增大；③使用具有线性B-H特性的、磁导率可控的和高电阻率的磁性材料可以解决以上问题。
研制嵌入式平面电感器所采用的方法是：将线圈导体嵌入一对磁基片之中的一个内部，然后将另一个磁基片覆盖其上面，在两只磁基片间留有气隙，见图6所示。假定线圈的结构为曲折盘绕形式[见图14(b)]，这种嵌入式平面电感器的气隙所产生的作用类似于普通电感器中的气隙，不过其作用更为显著。即该气隙就是用来控制电感值并且对电感器的铜损和铁损进行调节。还要指出的是：气隙的调节范围是以μm量级变化；同时，嵌入式平面电感器不会因为其气隙是二维（2D）分布而引起热点，这是不同于具有集总气隙的普通电感器的。
现在我们用FEM对图6所示的电感器进行数值分析。假定采用盘绕线圈，磁心的μr=200，为无损耗理想磁心。图7示出了盘绕线圈的主要部分及其电流与磁通的分布。由图7可见，线圈的绕制是呈周期分布的，所以，只要分析线圈导体的一个部分就可以了。用电感量和Rac/Rdc之比值作为间隙宽度hg的函数所计算出来的结果如果8所示。在此，采用一组既定参数（铜导体之宽度w=200μm，厚度h=25μm；线宽与间隔比：200/2000；磁心之磁导率μr=200，频率f=10MHz）进行计算，同时其定性关系可以扩展到具有类似参数的其它电感器。
由图8可见，虽然因为磁通密度的减小而导致Rac/Rdc之比之间从间隙为6μm处开始减小，但电感值和Rac/Rdc之比相对于间隙大小所表现出的性能是相反的。我们还针对线圈导体中的电流为1A，间隙尺寸为7.5μm的电感器的垂直磁通分量(峰值)进行了分析，结果见图9所示。这时，电感器的X轴位于下基片的表面（见图6所示），其原点则在嵌入导体的中心。图9可见，在相邻导体之间而非导体附近，磁通密度的分布是非常均匀的。在激励电流给定的情况下，该电感器的电感量与磁通密度成正比。电感器中的磁性材料的铁损可以用近似式k(bm)n表述，式中bm是磁通密度的幅值，n和k是常数，n≥1.60~2.0。由此可以理解，增加间隙的尺寸可以减小铁损，当然，这是以增加铜损为代价的，见图8所示。
4 嵌入式平面电感器的制造
利用镍锌(NiZn)铁氧体基片制作嵌入式平面电感器的基本工艺过程是：首先用金刚石锯片将厚度为2mm的大电阻率（ρ>105Ω-m）NiZn铁氧体基片开槽；然后以喷涂铜的方法将基片上的这些槽子填充；最后抛光其表面，并用激光切割技术切除导体不需要的连接部分，形成具有三个音叉形的盘绕线圈图形（即构成如图7所示的六条平行的导体）。图6所示的上下两基片的表面，都用抛光形成平整的镜面。导体的尺寸约为：宽210μm，深25μm。盘绕线圈的面积约为1.17×1.12cm2，导体和间隙之比约为0.21/1.99。在上下两基片之间放置一层聚酰亚胺薄膜，即形成了7.5μm的气隙。
我们在制作嵌入式平面电感器样品时，采用了两种NiZn铁氧体。1#样品铁氧体在频率为1MHz时具有较高的相对磁导率μr=1650；2#样品铁氧体在频率为1MHz时具有较低的相对磁导率μr=210。磁基片中嵌入的导体长度约为8.4cm。
用这样的方法制作成的电感器，用HP4194A型阻抗分析仪在大信号下测量其特性，测试的简单方法和电路图如图10所示。图中的电压V1和V2的相位和幅度用具有8位分辨率的数字示波器测量。
2#电感器样品在小信号状况下测量得出的特性指标示于图11。
图11(a)和图11(b)是分别为无气隙(hg=0)和气隙尺寸hg=7.5μm的两种结构的测量情况。由图11(a)可知，无气隙平面电感器的电感值在1MHz时为8.4μH，与无磁基片的盘绕线圈的电感值为50nH比较，增大了163倍。在电感器存在7.5μm的气隙后，因其铁损减小了(在1.5MHz时的Qmax=69)，Q因子和中心频率变成了较高值。用2MHz的电流激励，然后用上节提到的一组参数（W=200μm、H=25μm、线宽和间隙比=200/2000，磁导率μr=200，f=10MHz）进行计算，得到的电感值为43.3μH/m，Rac/Rdc之比值为1.49。根据此值，通过乘以0.084，43.3μH变为3.6μH。此值与从图11(b)中得到的电感值读数3.10μH的偏差很小，其误差是可以接受的。
采用串联等效电感和电阻，根据V1和V2的波形计算得到的相对于激励电流的大信号特性示于图12。在这里，是在1MHz频率上测试1#电感器，在2MHz频率上测试2#电感器。与1#电感器的损耗比较，2#电感器较小；但是，随着频率的增加，其Q因子的减小比例将增大，这是2#铁氧体的n常数较大的直接反映。图13所示为在有直流电流叠加情况下的电感器特性，图中，激励电流Iex保持0.5A(rms)。从图13可知诸参数对直流电流叠加的依赖关系。由V1和V2波形测量所得到的阻抗稍小些；用HP4194A示波器（其电平0.1V）测得LS=3.1μH，而用简单方法测得的LS=2.6μH(它们的测量频率均为2MHz)其偏差可能是由于相位角测量的分辨率较低和波形失真造成的。因此原因，在这种测量中，Q因子可能有所降低。
我们假设磁通密度在盘绕线圈的有效面积(S)上是均匀分布的，为此可以估算磁通密度。对于Iex=0.5A(rms)，φ=3.1μH×0.5A，并设S=1.68cm2(即线圈长度8.4cm×沿导体方向上的磁通分布有效宽度0.2cm)，为此可得到均方根值B(rms)=92(G)。
5平面电感器的磁基片涡流分析
这里介绍一种产生激励的新概念，用这种方法能够减少宏观涡流损耗。铁氧体基片的涡流损耗随其材料的磁特性的改进而得到改善，这是可以理解的。激励线圈几何结构的优化，则也是减小涡流损耗的措施，其基本设计思想是，设计一种专门的平面线圈来切断磁基片中的宏观涡流路径，即使得基片有更高的电阻率并能使电流流过更远的路径。图14(a)示出了一种网格型平面线圈结构，图14(b)示出的是一种音叉形盘绕线圈结构，已用于前面介绍的平面电感器。作为磁心的磁基片中的涡流路径示于图15。图15中、针对网格状和盘绕状两种电感器线圈结构，画出了磁基片平面内的涡流和沿a-a′线的横截面上的涡流。
假定集总参数电路的磁基片中有涡流存在，那么，对其平面分量的涡流损耗之比，由Pmsh/Pmdr=1/近似给出，而对于截面分量，由给出，式中，a是盘绕线圈的相邻导体间的间距（由此可见，a则为网格线圈单元的边长），δm是磁基片的趋肤深度。虽然网格线圈结构的导体长度比盘绕线圈结构导体长倍，但是网格线圈结构导体的交流电阻并不是盘绕线圈导体的倍，其原因是接近网格线圈“消隐点”的导体所承载的磁场较弱，因为在这些“消隐点”附近的磁化场强要相互对消一部分。在预计磁基片中的涡流损耗大于导体铜损的情况下，采用网格线圈结构可以从根本上减小总的损耗。在使用钴基非晶磁基片进行的初步试验中，借助网格线圈结构电感器，获得了更好的频率特性。
6结论
文章叙述了采用“磁基片/导体/磁基片”夹层结构的平面电感器中磁基片的Rac/Rdc之比与磁导率之间的关系。这种夹层结构是当前平面电感器的基本结构。研制这种平面电感器中，采用了有限元差分法（FDM）分析这种嵌入式平面电感器的特性，并使用高电阻率的NiZn铁氧体材料为基片和音叉形盘绕线圈制成了这种结构的电感器。试验结果揭示，上下两基片间气隙的尺寸是一个重要的设计参数，它可以在一定范围内调节高频工作的平面电感器的铜损与铁损。文章还讨论了一种网格概念的平面电感器线圈结构，利用这种结构理论，通过提高涡流电阻，能够降低磁基片中的涡流损耗。
参考文献（略）
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