1前言
供电系统的负荷中多属感性负荷，如工厂企业中大量使用的异步电动机控制电路中的交流接触器，电磁线圈，以及广泛应用的照明负荷——日光灯电路中的镇流器等，都是导致功率因数降低的感性负荷。由于感性负荷的电流滞后于电压(φ=0)，功率因数cosφ总是小于1。cosφ低将造成一些不良后果，主要表现为：(1)不能充分利用电源的容量。交流电源的容量是根据预先设计的额定电压VN和额定电流IN来确定的，其视在功率SN=VN·IN就是电源的额定容量。但负荷能否得到这样大的有功功率还得取决于负荷的性质。如S=1000KVA的发电机，当负荷的cosφ=0.8时，输出的有功功率P=S·cosφ=1000×0.8=800(KW)。由此可见，cosφ降低后电源输出的有功功率也随之减小，电源利用率降低。(2)增加了线路的电压损失和功率损失。在一定的电源电压下，对负荷输送一定的有功功率时，由可知，当V和ρ一定，随着cosφ的下降，输电线路的电流增加，而输电线路本身是有一定阻抗的，因此，电流的增加将增大线路上的电压降，使用户端的电压也随之降低；同时，电流加大，线路上的功率损耗ΔP=I2R（R—线路的电阻）更明显增大。故提高功率因数是减少线路损耗节约能源的重要途径。
为实现高的功率因数，电子镇流器中利用了两个功率处理级。被称为“预调节器”的功率处理输入级，用于获得HPF，并保持直流母线电压恒定；而输出级为一逆变器，能产生高频电压以驱动日光灯。但功率处理级需要的元件多，增加了总的成本和降低了电子镇流器的可靠性。
简化电子镇流器是将两个功率处理级合二为一，且同时确保流经灯管和进入电源的电流畸变小，以延长灯管的使用寿命。此外，单级拓扑与双级拓扑比较，会产生高的切换电流应力，这一缺点影响其在小功率领域的应用。
本文提出的高功率因数（HPF）镇流器是基于高频脉冲信号的自振荡单级电子镇流器。既适用于小功率，也适用于低的交流供电电压。
通常，自振荡电子镇流器具有固定的工作周期（0.5）。但利用双极型晶体管作为功率开关，工作周期受输入电压调制而成为可变的。输入电压值高时，工作周期减小，其值约为0.25。这一特性允许电子镇流器以低的直流母线电压运行于断续传导方式，甚至去掉或损坏一盏日光灯时，增加的直流母线电压仍保持在合理的范围内。
2“预调节器”级的工作原理
一般，整流二极管在短的时间间隔Δt内导通，直流母线电压Vb几乎总是大于交流输入电压Vin，如图1(a)所示。
当整流二极管在大于Δt的时间间隔内导通时，则能获得HPF，借增加一个与电感Lb串联的高频电压源Vd能实现HPF，如图2(a)所示。当Vd加上输入电压Vin，合成电压则大于直流母线电压Vb，这种情况下将有环流通过电路，由电感Lb可限制环流。此刻，Vd改变其极性，合成电压小于Vin。在这一时间间隔内，电感电流减小直至等于零，并保持此值到新的周期开始，因而确保其运行于断续电流传导方式。
HPF整流器的波形如图2(b)所示，ib1为ib的基波分量。
由单级变换器产生高频电压Vd的简单方法是：利用它本身的逆变器级与电源线及电感Lb相互连接，如图3所示。
考虑交流电压的正半周，在切换周期TS内预调节级的工作按以下两步进行：
第一级  开关S1接通时此级开始保持电流ib流经Vin、Lb、D1和S1。在此期间，保持电感Lb上的电压，ib按下式线性增加：
 (1)
当S1断开时，此级在t1瞬间终止，每周期内电流ib的最大值：
 (2)
第二级 当S1断开时此级启动，这一瞬间之后，DS2开始导通。因而S2在零电压切换（ZVS）下接通电流ib保持流经Vin、Lb、D1、C1和C2，并经过二极管DD2。“预调节器”的功能宛如一升压的变换器。这样Vb必须高于Vin，但是，Lb上的电压保持ib按下式线性减小：
 (3)
当ib变为零和二极管D1断开时，这一级在t2瞬间终止电流ib保持为零，直到S1再次接通瞬间。图4所示为两级运行的波形。
假定断续传导方式下：
 (4)
可求得Δt2为：
 (5)
式中， (6)
当导通至临界点，Δt2达到最大值：
 (7)
式中D为工作周期，定义为： (8)
当Δt1达最大值、输入峰值电压时，出现ibmax，考虑此刻在临界导通下，将式(7)和(8)代入式(5)，并令式(5)中的sinωt=1，结果αmax=1-D，式中αmax为最大容许的α值，能确保“预调节器”级的电流处于断续传导方式。
3电子镇流器的拓扑
如图5所示，该镇流器与其它单级拓扑比较；使用的元件数较少，包括：2个整流二极管(D1、D2)；2个串联的电解电容器(Cb1、Cb2)；2个双极型晶体管(Q1、Q2)；辅助(升压)电感器(Lb)和振荡电容器（C5）；由2个电感(LS1、LS2)和2个电容(Cp1、Cp2)组成的并联谐振电路；由电感(Lf)和电容(Cf)组成的高频输入滤波器；此外还有起动电路中的元件(Rd、Cd、双向触发二极管diac和Db)；自振荡电路中的元件(脉冲变压器Tr1、Tr2、Tr3和电阻Rb1、Rb2、Re1、Re2)。为保持预“调节器”级运行于断续传导方式（DCM）下对电源线路提供高功率因数，应规定辅助电感器的电感值Lb。
由LS、CP组成的谐振电路，功能如同谐振变换器。由于确保零电压切换（ZVS）的自振荡选通脉冲驱动技术，谐振电路的工作频率高于谐振频率。自振荡的设计和运行已经过验证。
4工作周期
这一自振荡电子镇流器运行的工作周期是可变的，借输入电压进行调制。当输入电压值接近零时，工作周期保持在0.5。但输入电压为峰值时，其值减小到0.25，这一特性是由于在开关周期内，通过双极型晶体管的电流不同而引起，如图6所示。
在输入电压的正半周，双极型晶体管Q1导通的电流值（辅助电感器加上谐振电路）大于Q2（谐振电路）的，这主要因辅助电感器中的断续电流所致。晶体管Q1需要较大的基极电流值以保持其导通。基极电流提供振荡特性，当其值低于阈值时Q1断开（见图6）。故Q1的导通时间较短，减小了电子镇流器的工作周期。这一效果对较大的辅助电感电流值更有意义。
如图6所示，为了以电流驱动晶体管，需要最小的基极电流，这归因于导通的时间间隔；为以保持晶体管导通，需要较大的基极电流，这将减小导通时间间隔至。因此，当输入电压增加时，电子镇流器的工作周期减小。这一有利的特点，允许镇流器以低的直流电压运行于断续传导方式，甚至卸去或损坏一支灯管，直流电压仍保持在理想水平。此外，当交流线路过电压时，直流线上的电压也不会过分升高。
5辅助电感器的电感值Lb
由于高频率的输入滤波器，交流线电流借辅助电感电流的平均瞬时值按下式给出：
 (9)
将式(2)和(7)代入上式得到：
 (10)
基于试验结果和上述的分析证实：工作周期的变化可近似为输入正弦波形的二次函数：
 (11)
式中K为输入峰值电压时出现的最大工作周期变化。此刻，工作周期达到其最小值：
 (12)
按下式可求得输入功率：
 (13)
考虑输出功率，式中η为电子镇流器的估算效率，并将式(10)和式(11)代入式(13)得到：
 (14)
式中： (15)
利用式(14)，将辅助电感器的电感规化为（在不同Dmin下）α的函数，Dmin作为参数可求知，如图7所示，由图中的曲线族可求得确保断续传导方式的辅助电感值。
6电子镇流器的设计（元件及参数）
研制成的镇流器样件满足下列技术条件：(1)交流电源电压有效值Vin=127V±10%，60Hz；(2)输出功率P0=68W(低于基本功率15%)；(3)开关切换频率fs=25kHz；(4)稳态日光灯电压VOP=110V；(5)日光灯额定电流IOP=0.3；(6)η=0.9。
基于试验结果，已经证实Dmin=0.25；故由式αmax=1-D=0.75。利用这些数值，从图7可求得规（格）化的辅助电感器的最大电感值等于0.137，以确保在峰值输入电压下临界的导通方式及较小的辅助电流值。利用VPK=180V，fs=25kHz，P0=68W和η=0.9代入式(15)，求得Kb=0.0085，由规化的辅助电感和Kb值，则得到Lb=1.16mH(毫享)；直流母线电压由式(6)求得：，该电压是确保断续导通方式（DCM）的最小值。
启动期间，辅助电感器运行于连续导通方式（CCM），直至母线电容器完全充电为止，为限制辅助（升压）电感器的电流，利用——负温度系数（NTC）的电阻器，以便降低该电感器的饱和性能。
电子镇流器的参数及元件如下：(1)Lf=3.5mH、28号AWG线（美国线规，如28号AWG，其线径d=0.321mm）在C15铁心上绕260匝；(2)Lb=1.25mH，28号AWG线在C20铁心上绕200匝；(3)NTC08SP电阻器（UEI公司产品）；(4)LS1=LS2=2.3mH，28号AWG线在C15铁心上绕200匝；(5)Cf=330nF/250V，CP1=CP2=15nF/400V，CS=0.33μF/400V（聚丙烯电容器）；(6)Cb1、Cb2=68μF/250V(电解电容器)；(7)脉冲变压器：Tr1、Tr2、Tr3，环形铁心NT7/5上之匝比为3/7/7；(8)整流二极管：D1、D2——MUR140(莫托罗拉公司产品)；（9）双极型晶体管（BJT）：Q1、Q2-BUL38D(国际整流器公司产品)；(10)启动电路：Rd=470kΩ，Cd=22nF/250V，diac-DB3，Db=1N4004；(11)门驱动电路：R1、R2=470kΩ，Rb1、Rb2=15Ω，Re1、Re2=12Ω。
7试验结果
图8所示为HPF电子镇流器的交流输入电压和电流；辅助电感器的电流和电源线路的电压示于图9；由图10和图11分别给出双极型晶体管Q1和Q2的换向整流；高频日光灯的电流和电压示于图12；图13为镇流器驱动2支日光灯时直流线路的电压Vb和输入电压Vin。图14为只驱动1支日光灯时，Vb和Vin的波形，此时直流线路的电压已达380V。图15所示为输入峰值电压时晶体管Q1的电压，此时的工作周期已减小到0.25。
试验所得的特性参数为：效率η=85%；功率因数PF=0.99；总谐波失真率THD=8%（2灯）和12%（1灯）；波峰系数FC=1.53。
8结论
本文提出的基于高频脉冲信号的单级电子镇流器可获得高功率因数（HPF）。应用该镇流器，由于高频运行，能确保灯的效率提高约15%。
因为镇流器采用了倍压输入整流器，并运行于断续传导方式（DCM），故很适合于小功率级和交流电源电压低的应用场合。利用双极型晶体管自振荡电子镇流器的运行，具有可变的工作周期，借输入电压进行调制，使输入电流波形跟踪输入正弦电压波形，迫使其尽量接近正弦，从而电流谐波尽可能减小，确保HPF。增加的输入电压可减小电子镇流器的工作周期，允许镇流器以低的直流电压运行于DCM。即使去掉1只灯管，直流线路上的电压仍保持于满意的水平。
运行于25kHz的试验室样件已研制成功，能驱动2只40W的日光灯，试验结果证明：该电子镇流器功率因数高、总的谐波失真率低、波峰系数小。

参考文献
[1]M.Brumatti，D.S.L.Simonetti，J.L.F Vieira， Single stage Self-Oscillating HPF Electronic Ballast， IEEE Transactions on Industrg applications， vol，41 No3 2005.6.5