基于上述分析，得出一种改进型的ZCS-PWM开关单元，如图1(b)所示。它由两个开关管S1，S2，三个二极管D1，D2和D3，一个谐振电感Lr和一个谐振电容Cr构成。其中，S1为主开关管，S2为辅助开关管，D3为箝位二极管。由于此时α=0，S2的电流峰值达到最小且承受的反压为零；又由于在D1反向恢复时n1点的电位被箝位在c点电位，因此开关管的电压尖峰被彻底消除。
这种改进型ZCS-PWM开关单元消除了文献[6]提出的开关单元存在的所有的缺陷，同时保留了它所有的优点。
2 基于改进型ZCS-PWM开关单元的Buck变换器
2.1 主电路拓扑
基于该改进型ZCS-PWM开关单元，可以得到一种新颖的Buck变换器，其主电路如图2所示。

图2  改进型ZCS-PWM b44uck变换器

2.2 工作原理分析
在分析该Buck变换器的工作原理之前，先作以下基本假设：①变换器工作已经达到稳态；②所有开关器件都为理想器件；③输入电压Vin恒定；④n0点的电位为零；⑤输出滤波电感Lo足够大，使得流过滤波电感的电流可以看成恒流Io，这样Io，Co以及负载电阻RL可以看成一个电流为Io的恒流源；⑥谐振电感远远小于滤波电感，即：Lr《 Lo基于上述假设，该变换器在一个周期中的工作，可以分成11个模态，每个工作模态对应的等效电路如图3所示，其主要波形如图4所示。下面分别予以分析。
模态1[t0，t1]（如图3(a)所示）。
在t0时刻之前，主开关管S1和辅助开关管S2都处于关断状态，输出滤波电感电流，I0通过D2，Lr，D1续流。此时流过谐振电感的电流为恒流，所以其端电压均为零，谐振电容的端电压νCr也为零。主开关管S1和辅助开关管S2承受的电压均为Vin。
在t0时刻，主开关管S1开通，加在谐振电感Lr上的电压为Vin，其电流从Io开始线性下降，而流过S1的电流开始从零线性上升，所以S1是零电流开通。在t1时刻，is1上升到Io，此时iLr=0，D1，D2为零电压关断。

模态2[t1， t2]（如图3(b)所示）
在这个阶段，由于存在反向恢复，D1可以用其结电容Cj1来代替，因此Cj1，Lr和Cr实际上串联在一起；又因为Cj《Cr，Cr将可以忽略不计。因此在t1时刻，Cj1与Lr将会发生串联谐振。在t2时刻有：Vn1=-VD3，VD3为二极管D3的导通压降。
模态3[t2，t3]（如图3(c)所示）
t2时刻D3导通，n1点的电位被箝制在-VD3，Cj1与Lr之间的串联谐振结束，而Lr和Cr之间的串联谐振开始。在t3时刻，iLr(t)=0，模态3结束。
模态4[t3， t4]（如图3(d)所示）
在这个阶段，主开关管S1继续维持导通，其他开关管和二极管都关断。
模态5[t4， t5]（如图3(e)所示）
在t4时刻开通辅助开关管S2，此时vD1(t)=0，Lr，Cr将通过Vin，S2发生串联谐振，流经S2的电流将由零逐渐上升，所以S2为零电流开通。
                   (6)
式中，，
。
在t5时刻，流过辅助开关管S2的电流为零，此时关断辅助开关管S2，显然辅助开关管S2为零电流关断。
模态6[t5， t6]（如图3(f)所示）
由于辅助开关管S2已经关断，故Lr，Cr将通过D1，D2，S1，Vin发生串联谐振。
                     (7)
在t6时刻，iLr(t)=Io此时流过主开关管S1的电流为零。在t6时刻关断主开关管S1，则S1为零电流关断。
模态6的持续时间为
                            (8)
模态7[t6， t7]（如图3(g)所示）
在此阶段，Lr，Cr将通过主开关管的反并二极管继续谐振。
                       (9)
当到达t7时刻，谐振电流又重新达到Io，此时主开关管的反并二极管为自然关断。
模态7的持续时间为
                           (10)
模态8[t7， t8]（如图3(h)所示）
在这个阶段，由于主开关管的反并二极管存在反向恢复，其可以用结电容Cj2代替，Cj2与Lr发生串联谐振。在t8时刻有：Vn1=-VD3，模态8结束。
模态9[t8， t9]（如图3(i)所示）
t9时刻导通，n1点的电位被箝制在-VD3，Cj2与Lr之间的串联谐振结束，而Lr和Cr之间的串联谐振开始。在t8时刻，iLr(t)=Io，模态9结束。
模态10[t9， t10]（如图3(j)所示）
此时Lr，Cr只与电流源串联，导致Cr线性放电，谐振结束。在t8时刻，谐振电容中的能量释放完毕，端电压降为零，该模态结束。
模态1l[t10， t11]（如图3(k)所示）
在此模态中，滤波电感电流Io经过续流二极管D1，D2续流。在t9时刻，零电流开通S1，开始下一个周期。
2.3 实现软开关的条件
要确保该新型ZCS-PWM Buck变换器从满载到空载整个负载范围内都能实现ZCS软开关，就必须满足下列不等式
                                 (11)
式中Io，max为输出滤波电感电流的最大值。
实现零电流开关还需要满足时间条件。在t6～t7时间段，Cr与Lr的串联谐振电流通过S1的反并二极管，假设开关管的关断不存在延时，那么在该时间段内的任意时刻关断，S1将是零电流关断；同样，在t5～t7时间段内的任意时刻关断，S2也将是零电流关断。如果在t7时刻仍然不关断S1和S2，那么S1和S2中将重新流过电流，因此在t7时刻以后关断S1和S2将不再是零电流关断，所以S1和S2必须在t7时刻以前关断。为了控制方便，并考虑到开关管实际的关断特性，假设开关管的关断延迟时间为Tzcs，那么可以在t6～（t7-TZCS）时间段内的任意时刻同时给出S1和S2的关断信号，如图5所示。即实现零电流开关还需要满足的时间条件为
                                   (12)
2.4 最大占空比
从图5中可以知道，变换器在每个周期都要经过Cr与Lr的谐振过程以及Cr的线性放电过程，因此本变换器的最大占空比Dmax由下式决定
            (13)
2.5 箝位二极管的损耗
若箝位二极管的损耗为PD3，则在t2～t3阶段同理在t8～t9阶段
                 
  
 
(14)
同理在t8~t9阶段

(15)
则箝位二极管的总损耗为
                    (16)
可见，减小箝位二极管的导通压降，提高谐振频率并增大特征阻抗，将有助于减小箝位二极管的损耗。
2.6 谐振频率及谐振元件参数的确定
由式(13)可以知道，为了增大最大占空比，必须减小Δt5，Δt6以及Δt7，即增大谐振频率，而且谐振频率增大也有利于减小箝位二极管的损耗；但是谐振频率越高，Δt7越小，由图5可以知道当Δt7<TZCS时，变换器将不能实现软开关，因此要权衡选择谐振频率。由式(10)可以得到在不同谐振频率下，Δt7与Io / IS2，max的关系曲线，如图6所示。可以看出，谐振频率越高，要得到一定的Δt7，必须增大辅助开关管的电流应力。因此，必须根据图6恰当选择谐振频率ωr=2πfr以及IS2，max，再根据式(6)可以确定谐振电感Lr和谐振电容Cr的值。
2.7 电感电流连续时变换器的输出特性分析
根据图4可以得出iS1，iS2，vLr，vD1以及vD2在一个开关周期内的平均值。
   

(17)
                               (18)
                                    (19)
                      (20)
                                 (21)
从而可以得出该变换器在一个开关周期内的平均模型，如图7所示。由图7可得下式

(22)

由于一个开关周期内各个物理量的平均值就是其稳态值，假设vin，d，io，vo的稳态值分别为Vin，D，Io，Vo，那么可得

(23)

即

(24)

由式(24)还可以得出不同占空比D的情况下Vo/Vin与fr / fs的关系曲线，如图8所示。可见谐振频率fr越高，输出特性越成线性关系。

图8  不同占空比D时Vo / Vin与fr / fs的关系曲线

2.8 控制策略
控制信号可以由图9所示的控制电路产生。UC3525产生PWM信号，该信号的下降沿触发单稳触发器4528，产生固定脉宽的方波，由该方波信号驱动辅助开关管S2；UC3525产生的PWM信号需要经过脉宽拓展电路后再与4528产生的方波信号进行或运算，然后驱动主开关管S1，否则主开关管的驱动信号波形将会出现小间隙，从而导致主开关管的重复触发。

图9  控制电路框图
3 实验结果与讨论
为了验证本文提出的新型ZCS-PWM开关单元的工作原理，在实验室完成了一台300W的原理样机，实验所用数据如下：输入直流电压Vin=l00V，额定输出电压Vo=60V，额定输出功率Po=300W，开关频率fr=30kHz，谐振电感Lr=12μH，谐振电容Cr=100nF，滤波电感Lo=1mH，滤波电容Co=100μF，S1由IXSH25N120A与HFA25TB60反并构成，S2选用IXSH25N120A，D1，D2，D3选用HFA25TB60。
图10(a)，(b)分别表示了满载情况下S1，S2的端电压及电流的实验波形。图10(c)，(d)分别表示了10%负载情况下S1，S2的端电压及电流的的实验波形。从图中可以看出，主开关管和辅助开关管都实现了软开关，并且辅助开关管不承受反压。由于该样机是以额定电流的10%作为临界连续电流进行设计的，当负载小于l0%额定负载时系统就进入电流断续状态，功率器件也是零电流开关，因此，该变换器能在整个负载范围内实现零电流开关。
图11给出了不加箝位二极管时变换器开关管在满载和10%负载两种情况下的电压波形。比较图10和11，可以看出添加箝位二极管后变换器开关管的电压应力要远远小于不加箝位支路时的电压应力。

刻度：100 V/div；6 A/div；4μs/div
图10  满载和10%负载时的实验波形

刻度：100 V/div；4μs/div
图11  不加箝位二极管时的实验波形

图12给出了同样工作条件下，分别采用改进型ZCS-PWM开关单元、文献[6]提出的ZCS-PWM开关单元以及硬开关三种情况下的Buck变换器的变换效率曲线，可见采用改进型ZCS-PWM开关单元的Buck变换器变换效率最高。
4 基于改进型ZCS-PWM开关单元的低电压应力的变换器族
图13给出的是基于改进型ZCS-PWM开关单元的6个不隔离型变换器。它们实现软开关的原理与前面分析的Buck变换器是相同的。
5 结论
本文提出了一种改进型的ZCS-PWM开关单元，详细分析了箝位二极管的作用，解决了开关管电压尖峰较大并且辅助开关管承受反压的问题，使得基于该开关单元的ZCS-PWM变换器族具有以下优点：①结构简单，所用器件数量少；②所有的有源开关器件都是ZCS，所有的无源开关器件都是ZVS，所以没有开关损耗，效率高；③变换器能在整个负载范围内实现软开关；④变换器开关管的电压应力很低。因此该变换器族适用于使用IGBT做开关管的高电压、大功率应用场合，样机的实验结果均验证了理论分析的正确性。