0 引言
建筑楼房中，当不需要日光灯全功率连续运行时，应用可调光的电子镇流器可进一步减小楼房内的功率消耗，实现节能。大部分现代电子镇流器的设计和研究均推荐使用谐振变换器作为驱动灯的功率电路。图1 所示为简化了的镇流器电路。两个开关 S1 和 S2 轮流交替切换，以提供一高频率（通常为 25kHz 和 100kHz 以内）的矩形波交流电压，施加于加载的谐振电路上。隔（断）直（流）电容器用于消除直流电压分量。基本概念是利用施加到谐振电容器 Cr 上的谐振电压，以便引发灯电弧的冲击。因为激励电压的高频率，实际上灯是处于连续导通状态，故能无闪烁效应而提供高质量的照明。
本文对 2×36W T8 日光灯系统利用(1)频率调光控制和(2)电压调光控制的电子镇流器进行了研究和比较。并在宽的调光范围内记录和对比了功率因数、能量效率、电力损耗、单位功率的光通量和峰值系数。此外，在两种调光途径下，对前端交流/直流（AC/DC）功率级和次级 DC/AC功率级的功率损耗进行了评估。结果展示了两种调光方法的功率损耗特性，并作了清晰的论证与说明。
1 目前的调光控制方法
日光灯的调光藉控制灯的功率来实现。图 2 所示为镇流器谐振回路的等效电路。等效电路的阻抗
                   (1)
除在很低的功率区以外，接通状态的灯电压不会有大的变化，故灯的功率可藉灯电流的控制来改变。灯电流可表示为
                     (2)
注意到式(2) 中的交流电压 Vac，取决于镇流器逆变器的直流线路电压。灯的电阻 Rlamp 取决于灯的功率。通常，控制灯电流有以下所述三种方法：
1.1 藉控制占空因数的调光控制
在半桥逆变器中，改变负载功率的简单方法是控制开关 S1 和 S2 的占空因数 (d)，d 也即脉冲保持时间与间歇时间之比。理想的最大占空因数为 0.5，实际上，最大的 d 值应稍小于 0.5。因此，为避免 S1 和 S2 的击穿，可利用小的停滞时间（S1 和 S2 都断开的时间）。但如果占空因数太小，电感器电流将变成断续的而丢失零电压开头（ZVS）状态。由于直流线路电压很高，开关将承受高的切换应力。这一不连续的电流操作可能导致可靠性降低和电磁干扰（EMI）的增加。实际最小的占空因数还可能限制日光灯的调光范围。因此，作为商业产品的电子镇流器不宜采用占空因数控制法，这一方法也不包含于本文的对比性研究中。
1.2 藉改变开关频率的调光控制
工业上采用的标准调光方法是频率控制方法。通过运行频率 ω 的增加，电感器感抗增加而电容器的容抗减小。重要的是注意到灯的功率减小时，灯的电阻 Rlamp 增加。当开关频率增加时，电容器的容抗减小和 Rlamp 的增加，意味着灯电流已转移到电容器上（图 2）。灯电流与频率 ω 大致呈反比关系：
                                  (3)
式中 x——定标系数。为了在小的灯功率运行时实现调光控制，必须具备很宽的开头频率范围（例如46kHz~100kHz）。设计磁芯、门驱动电路和电子控制电路的频率范围，应能复盖整个调光控制的频率范围。因为开关频率的变化范围广，对输入滤波器的要求就要慎重考虑。
1.3 藉改变直流线路电压的调光控制
利用逆变器直流线路电压的可改变性，能对日光灯系统提供平稳而理想的调光控制。这一取得美国专利的设计线路，控制着前端变换器的直流输出电压 Vdc，因而控制灯的功率。为了在软开关操作下，确保连续的电感器电流运行于广阔的功率范围，利用了半桥逆变器开关切换的恒定占空因数（接近 0.5）。因逆变器能以恒定的开关频率操作（或如使用自激栅/基极驱动时，以加载的谐振频率操作），故开关控制和 EMI 滤波器均可容易实现。对于给定型式的日光灯，能对 Lr-Cr 谐振回路进行优化。驱动日光灯的标准半桥 L-C 谐振变换器，也易于设计成固定频率下以零电压切换（ZVS）的操作方式，由于开关频率可选取为 20kHz~30kHz 范围而未接近红外线频带的 34kHz，故能达到高的效率。在宽的调光范围内（5%~100%灯功率），能容易保持 ZVS 状态。公式 (2) 说明，灯的电流大致上与高频的交流电压 Vac 值成正比。灯电流的大小，取决于可控制的逆变器直流线路电压 Vdc，于是
                                       (4)

2 实际的评估与比较
为了对传统的频率调光控制法和近来取得专利的电压控制法进行比较，已利用基于这两种调光方法的商品化可调光的电子镇流器做试验，选用 220V、2×36W T8 型荧光灯的可调光电子镇流器进行实际对比与评估。两种镇流器均有 CE 标志，并满足安全要求和 EMC（电磁兼容）标准。它们的峰值系数在整个调光范围小于 1.7。(1)电子镇流器（带标签 V 的产品），采用了电压调光控制。这一镇流器的前端回归功率因数校正（PFC）的变换器，以可控可变的直流电压（45V~280V）用于调光。第二级半桥逆变器是在谐振回路加载的谐振频率下工作的，该频率处于 5kHz（由25kHz~30kHz）的窄频带范围内，它具有从 100% 到约 5% 灯功率的调光范围。它所消耗的最大输入功率为 72W。
(2) 其它电子镇流器（带标签 F 的产品），采用了频率调光控制。它具有升压型前端功率因数校正器，该校正器为第二级半桥逆变器，额定提供 400V 的恒定直流线路电压。开关频率范围约 46kHz 到 96kHz。因为频率控制调光的镇流器需要 50kHz 的宽频率范围用于调光，其最小的频率一般调正到 40kHz 以上，以避开 34kHz 的红外线频带。它有从 100% 到约 3% 灯功率的调光范围，其最大输入功耗为 78W。
利用同一对 36W T8 型日光灯和在相同情况下，对 2 个镇流器进行试验。在宽的调光范围内测量和比较：能量效率、总的镇流器损耗、输出的光通量、整个系统的功效、开关频率（p、u）、功率因数以及峰值系数，测量的数据资料列于表 1。
两只镇流器的最大输入功率不同，产品-V和产品-F的最大功率分别为 72.4W 和 78.6W。因为输入功率 70W 时它们几乎有相同的能量效率，故大部分的研究对比和评估，是针对 70W 及以下输入功率范围的性能。在不同的调光状态下，监视两种产品的前端 AC/DC 变换器和第二级半桥逆变器的功率消耗，并进行比较、分析。
2.1 能量效率
能量效率定义为
                (5)
输入功率等于灯功率和镇流器总损耗（如开关损耗，导电损耗和铁心损耗）之和。两只镇流器的能量效率实测结果如图 3 所示。可以看到，在整个调光范围内电压调光控制（产品-V）比频率调光控制（产品-F）的能量效率高得多。如果利用的输入功率作为一对 36W 灯的基值，表1所列的数据则表明两只镇流器所提供的灯功率约为 60W。当输入功率为 16W 左右时，产品-V提供 7.8W 的有用灯功率，也即总为 49% 或为 60W 额定灯功率的 13%；对几乎相同的输入功率（16.7W）下，产品-F仅提供2W的灯功率，也即总效率为 12.2%，或为 60W 额定灯功率的 3.3%（参见表 1 和图 3）。

图 3  能量效率的比较
2.2 电子镇流器的总损耗和功率损耗的分析
总的镇流器损耗这里被定义为总的输入功率与灯的功率之差：
镇流器损耗 = 输入功率 - 灯功率                  (6)
镇流器总损耗包括开关损耗、电子元件的导电损耗、铁心损耗以及电子电路的功率消耗。尤其是开关损耗和铁心损耗，均与频率和直流线路电压相关。2 只镇流器的总损耗示于图 4(a)。频率控制法（产品-F）的镇流器总损耗，随灯调光时开关频率的增加而增加。调光过程中开关频率的增加，明显增加了镇流器的开关损耗和铁心损耗，这意味着频率控制调光的镇流器，将发散一些由已调光的灯的节能而转变成的热量。相反，当灯在调光时，电压控制镇流器的总损耗减小，这是电压控制可调光镇流器的明显优点。因此，电压控制调光法较之频率控制法，是更有效的节能途径。
为评估两种产品的前端 AC/DC 变换器和第二级逆变器中的功率损耗，进行了一些试验。图 4(b) 所示为产品-F频控方式下，前端功率因数变换器和第二级逆变器中功率损耗的分析。升压型功率因数校正（PFC）前端级的功率损耗，因其以恒定的开头频率操作，故随输入功率的减小而减小；但由图可见，由于开关频率及其相应的开关损耗的增加，逆变器中的损耗则随输入功率的减小而有较大的增加。在频率控制方式下，逆变器的宽范围频率变化，促进了开头损耗的宽范围变化，图 4(c) 表示产品-V 两个功率级的功率损耗分析。由图可见，第一级 PFC 的功率损耗随输入功率的减小而减小，与频控方式不同，第二级逆变器中的功率在整个调光过程中，均保持在约 5W~6W 的范围内。而逆变器中的开关损耗，将随直流线路电压的减小而减小。开关频率的稍微增加，稍微增加了开关损耗。因此，在逆变器中的功率损耗仍相当稳定，在整个调光过程并未明显增加。
2.3 光通量输出
考虑的另一重要因数是两类镇流器的光通量输出，将一对38W T8 型日光灯放置在暗室内。为了测量光通量，暗室内安装有照度计、传感器、照度测量结果示于图 5。

重要的是注意到，两类镇流器在输入功率 70W（灯的功率约60W）时，均有几乎相同的光通量输出，此时两种调光方法有相似的能量效率（图3）。在灯的调光过程中，由于电压控制镇流器的能量效率较高，故对比频控镇流器有较高的光通量输出。在给定的输入功率下，与频率控制镇流器比较，电压控制的可调光镇流流器，较多的功率是利用在日光灯的照明 上。
2.4 全系统的相对功效（单位功率的光通量）
全系统的功效（每瓦流明）特性是节能的重要因数。在这种情况下，全系统的每瓦流明被定义为流明除以总的输入功率。图 6 所示为实测两类镇流器的相对功效。由图可见，在调光范围内，电压控制调光法较之频率控制法有更高的功效。这与电压控制法的高能量效率也是分不开的。
2.5 开关频率
在宽的调光范围内，两类镇流器相对单位的开关频率变化示于图 7。对于电压控制调光法，逆变器频率可整定在加载的谐振频率上，这一频率是处于窄的频率范围内。
V 型产品中，最小频率调正在 25kHz 左右，具有约 20% 的变化范围。这一相对较小的 5kHz 频率变化是由于灯在调光时灯电阻的增加所致，当负载电阻增加时，加载的谐振频率稍许增加。对于 F 型产品，最大输入功率（78W）下，它的开关频率约 46kHz，而在输入功率 15W下，开关频率约 96kHz。在所讨论的调光范围内，频率的变化约为50kHz。由此可见，对于频率的变化范围，电压控制法（5kHz）较之频控方法（50kHz）频率窄得多。调定在相当窄的频率范围内，具有几乎恒定的开关频率，这是电压控制调光法效果好的关键因素。
2.6 功率因数
在宽的调光范围内监测的两类镇流器的功率因数示于图 8。从图看到，两镇流器均达到高的功率因数。但在调光程度低时，频控镇流器（产品-F）的功率因数很快下降，这是因为在低调光级，基本的输入电流分量快速减小所致。
2.7 峰值系数
在调光范围内两类镇流器的峰值系数示于图 9。两镇流器的峰值系数均保持在 1.7 以下。应该注意的是：对电压控制方法，在灯功率测量的低功率端，峰值系数稍许增加。这是因随着灯功率的减小，直流线路的电压纹波与直流线路电压的比增大。直流线路的电压纹波增加较大时要影响到峰值系数，为减小峰值系数，简单的解决方法是利用一较大的直流线路电容器，但其电容大小须根据性价比来优化选取。对 V 型产品，采用 47μf 的整体电容器装于直流电压线路；对F型产品则采用 10μf 的较小电容器。在最大灯功率时，它的峰值系数最高，（由于满负载时直流电压线路中的电压纹波最大，故其峰值系数最高）。总之，两类镇流器的峰值系数均未超过1.7。
3 讨论
从以上所述的结果可知，与频率控制的调光方法不同，电压控制的可调光镇流器具有若干优点：(1)在调光应用中，无需宽的操作频率范围，可选取较低的操作频率（因而有较小的开关损耗），以避开约 34kHz 的红外线频带；(2)操作频率的变化小，不会使开关损耗和铁心损耗有太大的增加，而由于调光的机理，直流线路电压的降低会减小开关及铁心损耗。因此，它的显著特点是：当灯的功率减小时，总的镇流器损耗降低（图 4c）；(3)逆变器的工作频率变化小，设计 EMI 滤波器的要求也可降低；(4)高的能量效率，使电压控制可调光的镇流器能达到较高的功率和更有效的节约电能。
对于最小的功率，V 型镇流器调正在 5% 左右，而 F 型镇流器调正为 3%。对电压控制而言，为保持灯的电弧，需在灯的两端维持一定的最小电压。V 型产品中选取 45V~280V 的电压范围作为折中的性价比。此外，最小的5%功率足以确保半桥逆变器中实现 ZVS（零电压切换）功率范围 1~5% 的调光程度，其少量的百分比差不会影响灯镇流器的性能。一般，电压控制调光法比较频控方法，需要较大的直流线路上的电容器，如选取较低的直流线路电压（以 280V 取代 400V），则可降低逆变器电路中的元件成本。
就避免阴极溅射、保持阴极灯丝温度而论，频率控制法有其固有的优点：灯丝电流（通过并联谐振电容器）。随开关频率的增加而增加；在电压控制方式下，两个辅助绕组可以耦联到镇流器的谐振电感器上，因而附加的电流能馈送至灯丝绕组，以保持阴极热电子的发射温度。调光期间自激励的镇流器逆变器，其加载的谐振频率稍微增加，也将稍微增加这一通过并联电容器的灯丝电流，加之调光期间灯电压的销许提高也会加大这一灯丝电流。
4 结论
对基于(1)传统频率控制的，和(2)新近取得专利的电压控制的可调光电子镇流器，提出了实际的评定和比较，在这一研究中从很多方面发现：电压控制调光较之频率控制更可取。尤其电压控制法的显著优点是在日光灯调光时其镇流器损耗减小，这对传统的频控调光特性形成明显对比，因采用频控调光是随着灯功率的减小镇流器的损耗增加。两类镇流器的比较说明，电压控制调光法比频控调光法，能达到更高的能量效率和更大的功效（单位功率的光通量更高），也即，电压控制调光的电子镇流器能更有效的节约电能。
参考文献
[1] Pok Wai Tam， Stephen T. S. Lee， S. Y. Ron Hui， and Henry S. H. Chung. "Practical Evaluation of Dimming Control Methods for Electronic Ballasts". IEEE TRANSACTIONS on Power electronics Vol. 21 No. 6 2006. 11月 P1769~1774
[2] F. Raiser. "Problems with lamp Current Control using a PWM Sigal." in Proc. IEEE 1nd. Appl. Conf.， Sep. 2001. Vol. 1. P499~503