利用饱和电感换向的零电压开关
1 引言
在实现开关电源小型化的工作中，高频开关是一个非常重要的因素。为了实现高频开关，必须尽量减小开关在换向期间因为电流和电压叠加引起的功率损耗。同时还要抑制切换时的浪涌电压和电流，以及减小因开关管和二极管杂散电容的充放电引起的功率损耗。谐振型变换器被认为是达到以上要求的最有希望的器件。不过，谐振型变换器也有一些缺点：(1) 输出功率难以调整；(2) 开关中会出现过电压或过电流。为此，要使用零电压开关（ZVS）谐振/PWM 变换器解决功率输出的调整问题。在 ZVS 谐振/PWM 变换器中，是通过对流经电感器的电流整形成三角波实现零电压换向。研究了电感换向实现 PWM 变换器零电压开关的方法后可见，电感换向变换器所用的滤波器的设计比其它类型的 ZVS PWM 变换器要容易一些。
采用电感换向的方法，电压应力将得到抑制，开关损耗将被降低，电源输出通过 PWM 可以得到调整。但是，由于这种方法是用三角波电流流经开关来实现 ZVS 的，故会导致传导损耗以及开关的电流应力增大。其它类型的 ZVS PWM 变换器也存在同样的问题。为解决该问题，本文提出了利用饱和电感器换向代替线性电感器换向实现 ZVS。
2 线性电感换向技术概述
图 1 是用线性电感换向的反向 ZVS PWM 变换的基本电路。图中用作换向的线性电感 LC 接在开关 FET2 的两端，以实现零电压开关。串联电容 CC 用作隔离流经电感 Lc 的直流分量。开关 FET1 和FET2 轮流地导通。然而，当 FETl 和 FET2 两个开关都截止时，存在着短暂的间隔期，这对于实现 ZVS 是必须的，这个间隔期被称作为“死期”。
图 2 所示为 A 点电压Ea的理想波形，A 点流出电流 Ia，流过电感 LC 的电流 IL，并假设负载电流 Io 为常量。由基尔荷夫电流定理，可得到式(1)：
Ia=IL+Io (1)
在图 2 中，Tl 是开关 FETl 的导通时间，T2 是开关 FET2 的导通时间。TCl 和 TC2 表示换向时间。开关的“死期”时间比换向时间要长得多。首先假设换向时间间隔与开关导通时间 T 比起来非常短。在稳态状况下，有一个固定电压 DEl 出现在电容器两端。此处的 D(=T1/T2) 是变换器工作比。
在时间间隔 Tl 期间，FETl 导通，A 点电压 Ea 等于输入电压 Ei 流过电感 LC 的电流 IL 线性增加。
在时间间隔 T2 期间，FET2 导通，A 点电压 E2 被钳制在 O 上，流过电感 LC 的电流 IL 线性下降。
在稳态状况，正向峰值电流 IL 等于它的负向峰值。电流 IL 的峰值 ILmax 是 D 的函数，如式(2)推导：
(2)
再来讨论换向的问题。
图 3 是变换器图 1 的变换器换向期间的等效电路。Cds 是 FET 开关的漏源电容，被假定为常数。再则，我们假定换向时间非常短，以致在这段时间内电流 IL 保持常数 Imax。Ia 分别在 TC1 中等于 Imax+Io，在 TC2 中等于 Imax-Io。
在 TC1 的初期，FETl 在 FET2 截止的状况下被关断，FETl的漏源电容被电流 Imax+Io 充电，同时 FETl 的漏源电容被电流 Imax-Io 放电。如图 3 所示。A 点的电压 Ea 降低，其值由式 (3) 表示：
(3)
在 TC2 的初期，FET2 在 FET2 截止的状况下被关断，FETl 的漏源电容被电流 Imax-Io 放电，同时 FET2 的漏源电容被电流 Imax+Io 充电。如图 3 所示。Eo 上升如式 4 表示：
(4)
从式(3)和式(4)可以发现，在FET2关断以后，电压Ea逐渐变化，如图2所示。两个开关 FETS 都是零电压关断，这就降低了关断时的浪涌和损耗。从式 (3) 和式 (4)，可以求得式 (5) 式 (6) 所表示的换向时间 Tc1 和 Tc2。
(5)
(6)
如果开关 FET2 在 Tc1 结束后接通，由 FET2 是零电压接通，因为 A 点电压 Es 为 0。如果 FETl 在 Tc2 结束后接通，由 FETl 是零电压接通，因为 A 点电压被箝制在输入电压 Ei 上，也即跨过 FETl 两端的电压等于零。所以，开关的浪涌和损耗在接通时也下降了。
为了确保零电压开关，电流 Ia 应该是负值，这便于对 FETl 的漏源电容放电，同时在 Tc2 期间对 FET2 的漏源电容充电。因此，Imax 要比图 2 所见的 Io 大。从式 (1) 可以得到零电压开关的下列条件：
(7)
使用这种方法，电压应力得到抑制，PWM 方法可用作调整电路和输出。但是，开关的导通损耗和电流应力将增加。这是因为有大的三角波交流电流通过电感和开关以满足式 (7) 的零电压开关的条件。为了解决这个问题，可以使用饱和电感取代线性电感。
3 可饱和电感换向
如果以脉冲电流取代三角波电流流过电感使零电压开关条件即式 (7) 得以满足，那么就能克服由大三角波电流引起的开关导通损耗和电流应力增加的缺点。可以使用一个可饱和电感取代线性电感来完成这一功能。其基本电路如图 4 所示。图中 φSR 即是供换向的可饱和电感。图 5 所示为其理想波形。稳态时，固定电压 DEi 出现在电容 Cc 的两端，其中 D(=T1/T2) 是工作比。
在 FETl 导通，FET2 截止的时间 T1 期间，电压 (1-D)Ei 加在 SR 上，SR 的磁通上升。
如果该磁通刚好在 T1 结束之前达到饱和值，则有一个饱和电流流过 SR，如图 5 所示。电流 ILmax+Io 对 FETl 的漏源电容充电，同时又对 FET2 的漏源电容放电，A 点电压成线性下降。
在 FET1 截止，FET2 导通的时间 T2 期间，电压 DEi 反向地加于 SR 上，SR 的磁通下降。
如果正好在 T2 结束前该磁通达到负向的饱和值，则有一个饱和电流反极性地流过 SR，如图 5 所示。电流 ILmax-Io 对于 FETl 的漏源电容放电，同时又对 FET2 的漏源电容充电，A 点电压 Ea 线性上升。
可饱和电感换向时间与线性电感换向时间一样。如果开关的“死期”时间大于换向时间间隔，则零电压开关就能实现。SR 的磁通变化量由下式得到：
(8)
磁通变化量是工作比 D 与开关频率f的函数。对于固定频率的 PWM 变换器而言，SR 有可能不饱和，或者饱和电流不足以在某些工作比条件下使其换向。
4 饱和电感的磁通控制
4.1 饱和电感进行 PWM-FM 控制
在变换器的控制器中使用小型饱和铁心，能在开关换向之前有效地使换向电感饱和，图 6 所示为其基本电路。在一个磁性振动器中，把一个小型饱和铁心 SC 用作正反馈元件。控制电压 Ec 通过一个电阻加在 SC 的绕组上，电阻用于限制饱和期间绕组 Ns 中的电流。因为铁心的饱和，以及饱和电感和 EFT 的栅源电容之间的谐振，所以振动器的振荡就得以建立。
FETl 接通时，电压 E1-EC 加在 SC 的 Ns 绕组上，电压 (1-D)Ei 加到 SR 上。SC 和 SR 的磁通分别上升到式 (9)、(10) 所示的值：
(9)
(10)
当 SC 中的磁通 φSC 达到饱和磁通量 (φS(SC)) 时，SC 饱和，并且其饱和电感和 FET 的栅源电容发生谐振，使各 FETl 关断，FET2 导通。时间间隔 Tl 结束，T2 开始。电压 EC 被加到 SC 的 NS 绕组上，DEi 被加到 SR 的绕组上。SC 和 SR 的磁通下降为式 (11)、(12) 所表示的值。
(11)
(12)
当 SC 中的磁通 φSC 达到饱和磁通量φS(SC)时，SC 重新饱和，并且饱和电感与 FET 的漏源电容产生谐振。
考虑到 SC 的磁通从 φS 变为-φS，时间间隔 T1 和 T2 可通过式 (9) 和式 (10) 推导出来：
(13)
(14)
这个过渡时间就是所谓的“死期”时间，从 FETl 导通变为 FET2 导通，或者从 FET2 导通变为 FETl 导通，是由饱和电感与 FET 的栅源电容之间的谐振决定的。所以，“死期”时间的建立是容易的。忽略“死期”时间，变换器的频率可由式 (13)、式 (14) 获得：
(15)
开关频率随输入电压和控制电压而改变，输出电压 Eo表示如下：
(16)
将式 (13) 与 (14) 代入式 (16)，可得到：
Eo=DEi=EC (17)
式 (17) 使人们注意到，输入电压 DEi 等于控制电压 EC。如果使 SC 与 SR 满足式 (18)：
φS(SC)-NS=φS(SC)N (18)
那么，SR 在 SC 饱和的同时也完全饱和，这就是开关换向。
然而，饱和电流与负载电流没有关系，而为了达到零电压开关的条件，必须使饱和电流大于负载电流。
4.2 用饱和变压器构成电流反馈进行固定频率控制
图 7 表示用饱和变压器构成电流反馈以完成换向的变换器电路图，图中变换器的频率是固定的，饱和电流与负载电流成正比。变压器作如此的设计是为了使铁心的磁通变化不超过较小的回路。图8表示出了这种变换器的理想波形。
当负载开路时，变压器中没有电流流过。电容器 CC 两端的电压等于 DEi，ST 不饱和。当负载电流 Io 流过变压器时，电流 Io/n 对电容 CC 充电，电容器 CC 两端的电压增大。同时 ST 磁通的负向变化比其正向变化量大，从而导致铁心在负方向饱和。饱和电流流过变压器并使电容 CC 放电。CC 两端的电压就降低。当稳定状态时，电容 CC 的充电等于其放电，ST 在 FET2 到 FETl 换向期问处于饱和状态，如图 8 所示，所以，ILmax 大致与负载电流 Io 成正比。
在 FET1 到 FET2 转向期间，零电压开关由电流 ILmax-Io 实现。对 FETl 到 FET2 的换向，零电压开关则由负载电流 Io 来实现。当没有负载时，偏置电流维持零电压开关的工作。
如果负载电流反向流过饱和变压器，则 ST 将会在 FET1 到 FET2 的换向中饱和。
如果接入一个附加换向电路，并使用饱和变压器构成逆向电流反馈，那么从 FET1 到 FET2 的换向期间的零电压开关将由电流 ILmax+Io 来实现。
5 实验验证
实验验证以图 1、图 6 与图 7 三种变换器基本电路进行实验比较。
图 9 表示常规变换器的波形图，其条件为 f=lMHz，Ei=200V，D=0.5，Io=0A。图中，上面的波形是 A 点电压；下面的波形为流过 FET1 的电流。图中明显表示出在换向期间有浪涌电流流过开关，且在开关两端有浪涌电压。当负载开路时，有 8W 的功率损耗。
图 10 表示这个变换器在上述相同条件下用线性电压换向的波形图。图中，上面的波形为 A 点电压，中间的为流过 FETl 的电流，下面的为流过换向电感的电流。从图中可以看到浪涌电流和浪涌电压都得到了较好的抑制，但是有一个无功的大三角波电流流过开关，需要用一个厚的导线绕制的换向电感。其功率损耗被降低到 0.5W。
图 11 表示在与图 9 相同的条件下，饱和电感在变换器中用作换向电感时的波形图。图中上面的曲线是 A 点电压，中间的曲线是流过 FET1 的电流，下面的则是流过饱和电感的电流。
从图中可见，浪涌电流和浪涌电压得到了较好抑制，流经开关的无功功率非常小。但由于铁心有损耗，大约要消耗掉 1W 的功率。
图 12 表示变换器在 Io=1A(100W)，其它条件同图 9 时，用饱和变压器构成电流反馈来换向的波形图，图中上面的曲线为 A 点电压波形，中间是流过 FETl 的电流，下面为饱和变压器的电流。山此图可见，浪涌电流和浪涌电压得到较好抑制，流过开关的无功电流很小。
图 13 示出了变换器的效率。从图中可以看出，采用饱和变压器换向后，变换效率有很大改善，同时也可看到采用饱和变压器的变换器的效率也因铁心损耗而有所下降。由于饱和变压器无功电流非常小，所以能够小型化。实验用变压器的铁心技术数据见表 l。铁心材料为 Co 基非晶合金带材，卷绕成环形。实验中，铁心中没有显著的温升。
6 饱和电感在其它变换器中的应用
通过使用饱和电感或者饱和变压器构成电流反馈来换向、实现零电压开关的原理可以应用到每一种 PWM 变换器中，图 14 给出了几例应用电路图。
7 结论
PWM 变换器的零电压开关是通过使用饱和电感器或者饱和变压器构成电流反馈来换向实现的。流过开关的无功电流非常小。开关中的浪涌电流和电压得到了良好抑制。开关损耗得到较大降低。电流与电压的应力与常规的 PWM 变换器相同等级。输出的调整能力用 PWM 方法实现。这种零电压开关的构想可以用于任何一种 PWM 变换器。
（参考文献略）
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