1 引言
反激变换器由于电路简单、器件少、成本低，便于实现多路输出，在小功率多路输出开关电源场合应用广泛。多路输出反激变换器往往只对主输出闭环反馈稳压，而辅输出则开环不反馈。由于变压器的非理想性以及二极管压降不可忽略，当主、辅输出负载发生变化时，辅输出由于开环，其输出电压将发生较大变化，稳定性比较差[1]。与其它后级稳压技术，如线性稳压器、开关模式后级调整等比较，磁放大器后级稳压技术由于高可靠性、高效率、低成本、结构和控制简单以及 EMI 小等优点，已广泛应用于多路输出开关电源的后级稳压。虽如此，但已有研究主要集中于磁放大器后级稳压技术在 Buck 类或电压型隔离多路输出变换器中的应用，而有关磁放大器应用于多路输出反激变换器后级稳压的研究则较少[2-4]。本文比较分析了采用磁放大器后级稳压的反激变换器工作原理，并给出关键电路参数设计准则。针对多路辅输出反激变换器，提出一个新的磁放大器应用方案。
2 后级稳压采用磁放大器的反激变换器
2.1 稳态工作原理分析
图1、2为采用磁放大器后级稳压的正激变换器电路原理图及其关键电路波形，其中 ugs 为开关管 S 的驱动信号。当 S 导通时，由于磁放大器 SR 在激磁 tjc 期间为高阻状态，故输入端电压 Vi 需要经 tjc 时间延迟才能施加给辅输出 Vo2，通过控制复位电流 iC 或 SR 的复位伏秒，即可控制 tjc，进而控制施加给辅输出电压的占空比，实现稳压。但对于反激变换器，当开关管关断时，是以电流源方式向负载提供电能，且由于输出端没有电感，变压器各副边线圈的电压被箝位等于输出电压，即多路输出的各电压比等于变压器各副边线圈的匝数比，因此如果也象正激变换器那样使用 SR 就无法实现后级稳压。  
图 3 为后级稳压采用磁放大器的反激变换器电路原理图。如果仅从电路结构看，图 3 的 SR 与图 1 的相同，但为了实现后级稳压，该电路工作方式不仅与图 1 的不同，而且与不采用 SR 后级稳压的反激变换器也有很大不同。以下结合图 4 的关键电路波形分析说明图 3 电路工作原理。在 0~dTs 期间（d、Ts、fs 分别为开关占空比、周期和频率），开关管 S 在 ugs 驱动下导通，输入电源 Vi 向变压器激磁电感 LP 充电（反激变换器中的变压器不仅是个变压器，同时也是个电感），二极管 D1、D2 反偏截止， SR 被复位电压 uSR=uS2-um 复位（此时辅输出副边线圈电压uS2=ViNS2/NP，其中 NP、NS1、NS2 为变压器原副边线圈匝数，um 为 SR 控制电路输出的复位电压）。在 dTs~(d+d1)Ts 期间，开关管 S 截止，D1 正偏导通，激磁电感 LP 经变压器只向主输出Vo1 放电，SR 被激磁电压 uSR=uS2-Vo2（此时 uS2=Vo1NS2/NS1）激磁，处于高阻截止状态，即 D2 仍截止。经过 tjc 时间激磁，SR 被激磁到饱和。一旦 SR 被激磁到饱和，D2 将导通，那么在 (d+d1)Ts~Ts 期间，uS2 被箝位等于 Vo2，因线圈 NS1 与 NS2 耦合，故主输出副边线圈的电压 uS1= Vo2NS1/NS2，此时如果使 uS1<Vo1，即
Vo2/NS2<Vo1/NS1                                  (1)
D1 将被反偏截止，LP 就只向辅输出放电，那么 Vo2 就不会被箝位等于 Vo1NS2/NS1，因此通过控制 tjc 就可以实现辅输出后级稳压。故式(1)是反激变换器辅输出能使用 SR 后级稳压必要条件。上述分析说明，采用 SR 后级稳压的反激变换器是在不同时段分别给多路输出供电，即须采用“分时控制”，与不采用 SR 的多路输出反激变换器同时向各路输出供电有很大不同。   
2.2 变换器的设计与实现
以“2.1 节”的 2 路输出反激变换器为例推导关键电路参数设计准则。设变换器输入电压为 Vimin ~ Vimax，最大占空比为 dmax，输出总功率为 Po，其中主输出为 Vo1/Io1，辅输出为 Vo2/Io2。
① 变压器
变压器磁芯规格、气隙与原边线圈匝数 NP 可采用与后级没用 SR 反激变换器时的相同方法设计。为满足分时控制以及输出电压需要，副边线圈 NS1、NS2 设计则比较复杂。稳态时变压器伏秒平衡式为
Vid = NPVo1d1 / NS1 + NPVo2d2 / NS2
d = 1-( d1 + d2 )　                       　        (2)
根据各副边线圈电流的平均值等于各输出电流，有
Io1 = { 2iPpeak - NPVo1 / d1 / ( NS1LPfS ) } d1 / ( 2NS1 / NP )         (3)
Io2 = { 2iPpeak - 2NPVo1d1 / ( NS1LPfS ) -
    NPVo2d2 / ( NS2LPfS ) } d2 / ( 2NS2 / NP )         (4)
其中 iPpeak 为激磁电感 LP 的峰值电流。在由式(2) ~ (4)求得 d、d1、d2、NS1、NS2 后，需把计算值代入式(1)验证是否满足。如满足，则设计完成；不满足则需重新设定一个初值重新计算，直至满足。                      
② 磁放大器
设计 SR 时，需按 SR 承受的最大激磁伏秒积 VTmax 为设计依据。当输入电压为 Vimax，主输出负载最大，辅输出空载时，SR 激磁占空比 d1 达到最大，即激磁伏秒积最大。最大激磁占空比 d1max 为 
d1max = ( VimaxNS1 / NP ) / ( Vo1 + VimaxNS1 / NP )                (5)
则最大激磁伏秒积 VTmax 为
VTmax = ( NS2Vo1 / NS1-Vo2 ) d1max / fS                               
  =NSRAeΔBSRmax                                                           (6)
由上式可设计 SR 磁芯规格以及线圈匝数 NSR。式中 Ae、ΔBSRmax 表示磁芯横截面积和最大工作交流磁密。
③ 主输出死负载 
由于 SR 磁芯 B-H 曲线为非理想的矩形（即饱和磁密 Bs 不等于剩余磁密 Br）以及输出整流二极管的反向恢复特性，即使 SR 的复位电流或复位伏秒积等于零时，SR 仍存在一定的激磁高阻截止时间或控制死区 Td。当主输出轻载，而辅输出重载时，该控制死区现象将使辅输出电压急剧下降。为此需给主输出提供一个死负载，以确保 SR 在上述极端工况时能被激磁到饱和，防止辅输出电压下降[3]。忽略输出整流二极管反向恢复电流对 Td 影响，则 
Td = NSR ( BS - Br ) Ae / uSR　     　             (7)
式中 SR 的激磁电压 uSR= uS2 - Vo2。则主输出死负载     
Po1min = Vo1NPiPpeakTd fS / NS1　　                 (8)
此时激磁电感峰值电流 iPpeak 为（d1 小而忽略不计）
iPpeak  = Vo2Io2 { Vimin ( 1 - d2 ) } + Vimin ( 1 - d2 ) / ( 2LP fS )    (9)
根据以上准则设计实验原理机。原理机设计参数为：输入电压 90~270VAC，主输出 5V/5A，辅输出 12V/2A，fs=100kHz；变压器磁芯规格 TDK EI 33，原边线圈 37 匝，激磁电感 650 uH，副边线圈分别为 2 匝（5V主输出）和8匝（12V辅输出）；磁放大器磁芯规格 Allied Signal MP1506，线圈 6 匝；主输出死负载 2.5W。图 5 为实验原理机满载时的一些关键电路波形，图 6 为效率曲线。表 1 为 Vo2 电压的负载调整率。可见采用 SR 后级稳压的反激变换器辅输出电压稳定性良好。

  (a) 90 VAC输入                                (b) 270 VAC输入
图 5  实验原理机关键电路波形（满载）
Fig.5  Key waveforms of the prototype flyback converter
　　　图 6  效率曲线（输入电压220 VAC）
Fig.6  Efficiency of the prototype flyback converter

参考文献
[1]  Chuanwen Ji， Smith M. Jr.， Smedley K.M.， King K.. Cross regulation in flyback converters: Analytic model and solution [J].IEEE Trans. on Power Electronics， 2001， 16(2):231-239.
[2] O.N. Nelson. Time share mag-amp[C]. Proceeding of IEEE HFPC’ 1988， San Diego， USA， 1988: 49-54. 
[3] 姜剑. 磁放大器在反激式功率变换器辅输出上的应用[D]. 福州大学，2001.
[4]  Wen， C.-C.， Chen C.-L..Magamp application and limitation for multiwinding flyback converter [J]. Proceeding of IEE Electric Power Applications， 2005， 152(3):517-525.