1 引言
半桥拓扑结构的变换器由于其结构简单，控制方便，适合在中等功率的场合应用。在控制上，传统的半桥电路有两种控制方法，一种是上下管导通时间完全相等，另一种是上下管实现互补导通。一般分别称为对称半桥和不对称半桥[1，2，3]。
使用对称控制方法的半桥变换器铁芯双向磁化，利用率高，且不存在偏磁。功率管上电压应力低，因此适用于高输入电压场合，但是这种半桥变换器不能实现软开关，而且为了减轻变压器与开关管结电容之间产生的振荡，常须加入缓冲电路来消耗变压器的漏感储能，使得变换效率难以得到提高。
采用不对称控制方案的半桥电路可实现软开关，得到了实际[4，5]应用。这种不对称半桥电路利用变压器漏感存储的能量，对开关管的结电容进行充放电，因此能够实现零电压开通。但是不对称控制使变压器产生偏磁问题，增大了开关管、整流二极管的电流和电压应力。而且电路的闭环传递函数是非线性的，在输入电压波动范围较大时，相比对称半桥，占空比的变化也会增大从而稳定性变差。因此不对称半桥更适合输入电压变化范围较小，电路一般设计在闭环传递函数线性度较理想的区间。
本文研究了一种改进PWM控制的半桥电路，它在传统半桥电路的基础上增加了由一个辅助管和一个二极管构成的支路。与传统半桥一样，主开关管导通时间相等，不同的是上下管之间死区固定而不随占空比变化。所增加的支路在两个主开关管关闭期间为变压器原边续流，当辅助管关闭时该电流为主开关管的结电容进行充放电，为主开关管实现零电压开通创造了条件。而且辅助管本身工作在ZVS和ZCS状态，因此引起的额外损耗很小。本文详细分析了该变换器的工作原理，并且给出了仿真和试验研究结果。
2 改进对称半桥变换器原理分析
改进PWM控制的半桥电路拓扑如图1所示。S1和S2为开关管，C1和C2分别为S1、S2的寄生电容，辅助管S3和二极管D3构成一个支路，C3为辅助管S3的寄生电容。Lr为谐振电感，Cb为隔直电容。
为了简化分析过程，在分析变换器的工作模态之前，作如下假设：
(1) 变换器工作已经达到稳态；
(2) S1、S2、S3由理想开关、反并联二极管和电容并联而成，C1、C2容值相等且大小为Cm，C3电容大小为Cs；
(3) 隔直电容Cb足够大，在一个周期中其两端电压近似不变；
(4) Lr为变压器原边串联电感，且包含了变压器的漏感。
电路具有如下基本关系式：
uc1+uc2=Uin                                    (1)
Ns1/Np=Ns2/Np=n                                (2)
该变换器在一个周期中，有9个工作模态，电路的主要波形如图2所示，每个工作模态对应的等效电路如图3所示。
(1)工作模态l[t0，t1]（等效电路如图3(a)）
在t0时刻之前，S3已经关断，经过死区时间后，t0时刻，S1开通，这里先认为S1开通时C1上的电压已经为零，即S1为ZVS开通，其原因将在模态8予以解释。S1开通后，变压器磁化电流ip减小到零后开始增大，副边整流二极管D1导通，电源通过变压器向副边传递能量。
在此期间，
UC2=Uin                                      (3)
(2)工作模态2[t1， t2]（等效电路如图3(b)）
tl时刻开关管S1关断，原边电流继续按原方向续流，续流电流ip给电容C2放电，uc2不断下降直到零，为S2的开通做好准备，uc1则不断上升直到Uin，S1是软关断。
由于此模态时间很短，而且副边电流的续流影响，原边电流ip基本不变，设其值为Ip。则有：
                              (4)

当该模态结束时，Uc2=0，可以由(4)式得出该模态持续的时间
                                    (5)

(3)工作模态3[t1，t2]（等效电路如图3(c)）
当电容C2电压降为零以后，D2导通续流。这样能够维持Uc2为零的状态不变。因此下管S2的软开关效果无论是重负载还是轻负载时都非常好，控制易实现。此模态副边D1和D2同时导通。
(4)工作模态4[t2， t4]（等效电路如图3(d)）
在t2时刻S2实现ZVS开通，S2开通后，C1两端电压大小保持Uin不变。隔直电容与变压器原边形成回路，变压器原边电流ip减小到零以后开始反向增大，但在原边电流ip折算到副边的电流小于i2期间，副边仍然是整流二极管D1、D2同时导通，原边不向副边传输能量。原边电流ip继续增大后，整流二极管D1关断，原边向副边传输能量。在S2开通后不久，就可以开通辅助管S3。虽然S3开通，但是由于D3两端施加的为反向电压，因此D3不导通，该支路没有电流流过，S3在t3时刻ZVZCS开通。
(5)工作模态5[t4， t5]（等效电路如图3(e)）
在t4时刻S2关断，原边电流给C1放电，同时给C2充电。
                             (6)

当Uc2=Ucb时，该模态结束，因此持续的时间为：
                                   (7)

该模态结束时UAB=0
(6)工作模态6[t5， t6]（等效电路如图3(f)）
若Uc2>Ucb时，UAB>0，D3两端受正向电压，D3导通，变压器原边经过D3和S3续流，这样谐振电感（包括变压器漏感）能量能够维持在电路中，以备S1实现软开通。副边D1和D2同时导通。在此期间Uc2=Ucb，Uc1=Uin-Ucb。轻载情况下，S3导通时间比较长，S1、S2的漏源电压波形中因此会出现一个比较宽的台阶。
(7)工作模态7[t6，t7]（等效电路如图3(g)）
在t6时刻S3关断，原边电流给C2、C3充电，给C1放电。由于副边处于两个二极管都导通的续流状态，此时给电容充放电完全依靠谐振电感（包括变压器漏感）所存储的能量。
当电路参数已定时，变压器原边电流值的大小将对电容充放电起到关键作用。因此负载的轻重对上管S1实现软开关的效果有很大影响。轻载时由于电流较小，谐振电感储能不能完全对电容充放电，影响S1实现ZVS。式(8)是S1能实现软开关所需满足的条件。虽然增大Lr能够增大S1实现软开关的范围，但Lr增大会使占空比丢失严重，需要折衷考虑。
         (8)

(8)工作模态8[t6，t7]（等效电路如图3(h)）
当电容Cl电压降为零时，S1的体二极管将导通，此后若开通S1，S1将是ZVS开通。然后工作模态回到模态1。   
3 变换器的仿真和实验结果
通过Saber仿真分析了该变换器的工作原理，仿真参数设置如下：输入电压Uin=240~300V；额定输出电压Uo=48V；Po=1.5kW；开关频率f=100kHz；变压器变比为8∶5；谐振电感Lr=4μH；滤波电感Lf=15μH；Cm=1200pF；Cb=μF；死区时间为0.4μs。为了验证仿真结果设计了一台实验样机，样机S1、S2选用APT77N60JC3，D3选用MUR1560，S3选用IRFP460，整流二极管选用DSEI2×61。仿真和实验得到的结果如图4~图6所示。
从变换器轻载和满载时的波形可以看出，主开关管无论在轻载还是满载的场合下都比较好的实现了软开关，管子所受到的应力较小。
图8为270V输入时变换器的效率曲线，变换器最高效率为93.2％。
4 结束语
本文研究分析了一种改进PWM控制的半桥变换器，它具有如下优点：
① 结构简单，所用器件数量少，变压器磁心利用率高，而且没有磁饱和问题。
② 开关管能在较宽的负载变化范围内实现软开关，变换效率高。
③ 器件所受应力小，可靠性高。

参考文献
[1] Proc. Applied power Electronics conf. and Exposition (APEC'99). 1999， PP. 567~574
[2] Proc. Applied power Electronics conf.， 2001， PP. 703~707
[3] IEEE PESC 2001: 243~247
[4] 朝泽云等， 一种新型半桥不对称PWM控制变换器， 通讯电源技