1 引言
为了减小电力电子设备的尺寸与重量，现已将其工作频率提高到了MHz级。众所周知，影响功率变换器整体尺寸与重量的主要问题是其中磁性元件的尺寸重量。在研制这个频率范围的高效磁性元件时，必须重点关注其趋肤效应和涡流损耗给绕组和磁心设计以及相应地给磁心材料和导体材料品种规格的选用所带来的种种限制。本文对工作频率为2MHz，功率密度大于400W/cm3，功率范围在50~100W，输出电压为1.5V，效率高于99%的电子变压器设计进行讨论。为了达到上述指标，首先必须增加绕组的铜箔密度，使其超过常规多股绞合线的密度，并解决以铜箔曲绕技术制造多层绕组的工艺问题。这种绕组省去了绕组层间的外连线，这样就构成了紧密交叠的Z字形绕组结构，以此实现了高的铜箔绕组密度，低铜损和极低的漏感。
2 电力电子设备的小型化问题
电子元器件的小、薄、轻量化是随桌面个人计算机、手提电脑和移动通信等电子设备的小型化和多功能化发展需求而被逐步推进的。由于在电子设备中，磁性元件占其体积重量的比例在25%以上，所以，长期以来，人们对于能够输送低电压大电流、低损耗且占用安装面积小、散热性好等性能的小型化电子变压器就特别关注。在这些要求下，上世纪80年代即出现了分布式电源系统，致使可以采用小型电源组件供给单个电路板安装。例如，提供桌面个人计算机的开关电源具备了200W功率，输出电压为5V和12V，效率为80%，封装功率密度为1W/in3。此后，随采用新的高效电源拓朴结构和谐振，准谐振开关法以减小开关损耗，且工作频率提高到MHz级，不仅使电路中的磁性元件的尺寸大大减小，而且开发出了100W及以上输出功率，输出电压低达1.5V，效率为99%的紧凑型电子变压器。这种紧凑型变压器的设计，首先遇到的问题是要在高功率密度和高效率两者间作折衷选择，其研制出的主要技术是使用铜箔交叠的平面绕组结构，以增加铜箔密度的方法减小在高频（MHz级）范围内的趋肤效应和涡流损耗。有文献报道，据计算，采用的铜箔厚度小于4.3mil（密耳）（此厚度尺寸为2MHz频率时，铜之趋肤深度的两倍）制成平面环形单匝，若要得到75μΩ的次级单匝电阻值，对于51mil的内层单匝而言，如果其外层采取两层并联，则外层单匝半径需要9.79吋，如果是四层并联，则为7吋。所以，为了保证获得足够小的安装面积，必须将许多单匝层并联起来，形成一种近似于立方体的几何结构。
磁性电子元件（主要指电子变压器和电感器）的小型薄型化进程，在普通立体变压器电感器的基础上，至今已经历了三个发展阶段和具有了以下几种类型：第一个发展阶段是“平面型”（薄型）电子变压器，见图1，图2所示的类型。现已系列化大批量生产。第二个发展阶段是“片式化”变压器、电感器，见图3、图4所示类型。它们是随SMT工艺技术的发展而逐步完善的，目前也已形成系列与批量。第三个发展阶段是“薄膜型”变压器和电感器，见图5所示类型，已有小批量生产。这四个阶段发展起来的各种类型的变压器电感器各有其应用领域，并没有随发展阶段而逐“代”完全被替代的情况。小、薄、轻型化变压器电感器与常规立体变压器电感器比较，具有相当明显的优点，见表1所示。
上述各种小型化磁性元件的制造工艺，可以说已经相对成熟，但平面线绕线圈型、“PCB”型及其混合型磁性元件，不适用于极低电阻的磁性元件。而且，PCB制造法的磁性元件用外部引脚实现层间互连，这就显著增大了互连电阻，也就限制了更多层数线圈的使用。混合型元件制造中，容易受厚膜胶相对较大的电阻率以及印制导体厚度的限制。而很多层数交叠折绕的平面铜箔绕组，可以获得极低的电阻，它主要受限于小电流的单层设计及桶形绕组的结构。
在本文讨论的变压器设计制造中，研究探讨了多种曲挠绕组的方法，其中PCB铜箔印制绕组包括了制作层间互连线，从而得到了Z字形折叠多层初级绕组；用类似的方法进行Z字形折叠，并在敷铜箔上引出中心抽头，在各层铜箔上焊接上铜箔匝输出端并将各层的输出端并联，即可制成次级绕组。在Z字叠层制作过程中，应同时采用初次级叠层间的适当重叠次序，以保证初级层与次级层间的紧密交叠。
3 制造技术
3.1 铜箔绕组制造
图6所示为制作多匝初级绕组的常用方法，就是用适当形状的铜箔条进行Z字形折叠构成扁平状线圈组，从而获得与磁心要求相适应的多匝绕组。根据铜箔条的形状及折叠部位，可确定每一铜箔层得到1/2匝、3/4匝或5/6匝。在必须使用绝缘膜，或者可以有效地利用介电层一侧或两侧敷铜箔作为折叠绕组材料的情况下，可以夹用裸铜箔。由于铜箔的形状很多，因此可以用光刻制板工艺来制作铜箔印制电路图形。上述方法的主要优点在于免去了层间的外部互连导体。在层数很多的时候，外部互联是个棘手的问题。初级绕组必须有完好的层间连接线和接头端子。
对于有特殊要求的折叠绕组，应对铜箔和介质材料的厚度加以选择。通常情况下，铜箔的厚度应近似等于趋肤深度（在常温下，2MHz频率时为1.8mil）的两倍，即3.6mil。由于铜箔厚度在2μm至7mil之间时可用作叠层，故此时的绕组可以针对高到4GHz的频率范围加以优化。再则，因为有机膜介质的电介质强度很高，所以通常只要考虑机械强度所要求的厚度和绕组层间的寄生电容值，而不必考虑电介质强度。
对于次级绕组，为使其铜损最小，通常需要并联许多一匝绕组，或者对某些电路拓朴结构需要并联许多有中心抽头的二匝绕组。采用这种设计有利用铜箔经Z字形折叠后，铜箔具有一个合适的取向焊区，以便加焊用作并联连接各绕组层的铜条。
一种最佳的设计是通常要求初级绕组和次级绕组所用铜的数量相等。因此，设计成初级绕组的层数与次级绕组的层数相同，以便在装配时次级绕组与初级绕组完全交叠。举例如下：设初级绕组为Np匝，每匝的电阻为RPT，初级绕组的电阻即为NpRPT，在并联相同次级匝数的情况下，次级绕组的电阻为RST/NP，从而，可得到初次级绕组的电阻比值。由于初级对次级的电流比值为IP/IB=1/NP，于是功耗比值为：

这样的设计可以达到初级绕组与次级绕组的完全交叠，获得低的涡流损耗和极低的漏感。
3.2 磁心制造
高功率密度高频电源变压器的磁心通常采用经改型的杯状结构。该结构磁心中心柱上的磁通密度最高。磁力线从中心柱体通过顶板和底板成扇状展开至磁通密度很低的同心圆回路。对杯形磁心加以必要的改型，才能使最外层材料中的磁通密度更为均匀，同时也留出了放置绕组用的恰当尺寸的窗口。图7所示为常用的杯状磁心结构及改型后的一些磁心结构。它们均用铁氧体材料精压或经铣削加工成型。
图8所示的变压器工作在50W、2MHz、1.5V输出，匝比为15∶1∶1，磁心用改型的杯状结构。图9所示为匝比是30∶1∶1，磁心较图7所示变压器稍有差别的100W变压器。50W的变压器设计成了可用SMT安装工艺将其安装在铝基片上，其次级连接条下降到安装在该基片的同步整流器芯片上。100W变压器则设计成为可以直接安装在同步整流器芯片顶部，从而免去了互连接头引起的附加损耗，并使其外形更小，以致可使用在航空设备中0.6英寸的限制范围内。表2列出了以上两种变压器的基本特性与参数。
3.4 绕组的散热设计
铜箔平面绕组结构的优点之一是具有良好的散热特性。其主要原因是叠层的铜箔密度高和可供传热散热的面积大，热量可以通过簿膜介质层实现平面间传递并将热量传递到次级端子。尽管铁氧体磁心的热传导率只有铜箔的0.004X，但因变压器封装时将磁心与铜箔质量进行了合理的配置，故就散热效率而言，当按变压器的正常使用方向连接时，即使在最坏的情况下，50W与100W变压器绕组的温升比基片的温度仅分别高出10℃和1℃。
4 变压器设计的探讨
这里将对高功率密度高频变压器设计中的有关折衷考虑进行较详细的讨论，其中包括磁心的结构，绕组的叠绕次序，初级与次级绕组的直流和交流电阻对铜箔损耗的影响，磁心材料的选择，工作磁通密度与磁心的损耗，磁化电感值和漏感值，以及绕组自身电容值和绕组间的寄生电容值。本文给出了这些相关参数的设计计算方程式。在变压器的设计原理中，文章还对类似于磁心损耗和铜箔绕组损耗的关键参数等之间的关系进行了扼要阐释。
4.1 铁氧体磁心设计
铁氧体磁心变压器的输出功率、工作频率、磁通密度与磁路的磁心截面积成正比。因此，高功率密度磁性元件的基本设计原则是使工作频率最高并使磁心截面积最小。但是，如果磁心的截面积减小得过量。则将因磁心损耗增加而引发器件温升过高。在高功率密度器件的应用中，选择铁氧体磁心材料主要关注点应放在铁氧体材料内部的低损耗上，以此确保所用磁心材料达到变压器最佳设计指标的要求。众所周知，当工作频率达10kHz以上的高频段时，变压器的温升必须成为优先考虑的问题，因此，高频功率变压器磁心的设计主要受磁心损耗的制约。软磁铁氧体磁心变压器在10kHz~10MHz的高频范围内的磁心损耗很低，而具有较高饱和磁通密度和低损耗的MnZn系软磁铁氧体是该类变压器磁心材料的最佳选择。目前，国内外软磁材料厂商已开发出了多种MnZn铁氧体材料。图10所示为一些MnZn铁氧体磁心在2MHz时的损耗与磁通密度的关系曲线。由这些曲线和实测数据表明，对这些材料而言，其工作磁通密度为300G（2MHz）时，磁心产生的损耗约为1W/cm3，而在1MHz时的损耗则降至为约70mW/cm3。可见，当工作频率增加到某一点时，必须减小磁通密度而增加磁心尺寸，才能使其损耗满足变压器给定的指标。同时可以验证，当给定了材料和工作频率时，就会得到最佳的变压器尺寸。
图11则示出了图10中的各种材料绕制成环形磁心所产生的串联电感值（相对于峰值的归一化）与频率的关系曲线。它们是用阻抗仪在低磁通密度下测得的。图中可见，在较高的频率上，曲线呈现强的松驰特性，在松驰前不远的频率上便是电感量的峰值点。多方论证认为，该峰值点的出现是铁氧体材料的结构不一致性或尺寸共振所引起的，随峰值出现之后磁导率下降及严重的相关损耗是磁场激励畴壁运动中的一种松驰效应。材料结构不一致性或尺寸共振和磁畴壁松驰效应都将造成磁滞损耗。在图11中还可看到，各条曲线图的松驰部分都位于一个狭窄的频带内。这一松驰部分表示其主要的损耗机理是由电子传导率导致的。材料的有效电子传导率确定其谐振频率，并且，材料的电子传导率越低，可使用的截止频率就越高。在文章所讨论的材料中，如图11所示，除材料MN8CX之外，导磁率发散的起点，也即电感值的初始下降点都出现在1~2MHz频率范围内。此点之后，随着频率的增高，伴生损耗随之迅速增大。在频率接近10MHz时，晶粒间的电容耦合增大，故在这一频率范围，有效电子传导率便是晶粒传导率，而不是材料的整体传导率。高频交流电阻的测量值验证了这一结论，而且，在材料的基本成分和掺合元素成分很宽的范围内，以及不同的加工条件下，MnZn尖晶石铁氧体的高频电阻值的变化很小，一般在10~50之间，因此，图11所示材料的上限极限松驰频率非常接近就很正常了。
对于某些材料的使用频率陡然截止的特性，是由上述损耗机理决定的。对于本文讨论的采用2MHz频率，所考虑的主要损耗来自于涡流损耗而不是磁滞损耗，通过以下的讨论可以更好地证实这个结论。
在频率不变时，涡流损耗与磁通密度的关系呈抛物线函数变化；小磁化回路的简化面积计算方程式为磁滞损耗的三次方关系。这已为多种实验所证明。图10则表明，对于本文研究所涉及的磁性材料中的大多数，其曲线的斜率为2.2，这也说明在2MHz时涡流是主要损耗源。
涡流损耗还随器件的尺寸，以及材料内部结构粒度的平方而变。对MnZn铁氧体材料来说，在高频率上，控制损耗主要是控制粒度。本文所使用的全相照片说明，在各种情况下，人们关注5~10μm的细粒度应占理论值的85%~90%。如果这种粒度的内部结构不能达到，则就可能降低磁通率。
4.2 铜箔形状与尺寸
在变压器的安装面积给定的情况下，为使初级绕组铜箔的截面积不发生变化从而取得最小的电阻，于是铜箔绕组拟采用图6所示的结构：即一串内外径分别为Ri和Ro的环状扇形体；相邻的扇形体相距x并以共切点连接，x应大于2Ro。在这种状况下，每1/2匝的直流电阻按下式计算：

              (1)

式中，t为铜箔的厚度，ρ为铜箔导体的电阻率
从式(1)可以看出，要得到最小的绕组电阻，可以控制的两个主要参数是内径Ri的最小化和铜箔厚度t的最大化。然而，随着Ri的减小，罐型磁心中心柱的磁通密度和磁心的总损耗则将增加，因此，最小可取的Ri必定受到限制。而且，一旦趋肤深度达到铜箔厚度的两倍时，由于交流电阻不再额外受铜箔厚度的影响，因此，铜箔厚度对Ri的影响将无效。那么设计中为什么要考虑这种影响呢？这主要是考虑到在某一频率时，可以用铜箔厚度与趋肤深度之比来确定出交流/直流电阻之比。该比值由下式给出：
                        (2)
式中，，c1是常数，表示磁通对变压器一侧和两侧的穿透力，其值分别为1或2；δ为趋肤深度，用下式求得：
   （密耳）                     (3)

对铜箔材料来说，在20℃温度的趋肤深度为：
（米）

对于次级铜箔绕组的设计，也采取类似的方法计算出直流电阻，然后乘以直流/交流电阻的比值加以修正。此时，取单层铜箔的直流电阻用作单匝线圈的电阻，由下式计算确定：
                               (4)

式中，Nsec是并联连接的次级绕组层数。
4.3 铜箔绕组结构
为了有效地减小由多匝次级绕组层引起的次级电阻值，故变压器绕组组件采用初次级绕组层交叠的结构。在绕组的初次级层交叠的情况下，垂直方向的重叠铜箔密度达到58%。
4.4 变压器的设计方法
高功率密度高频变压器这一类产品设计中，很大一部分的工作是通过引入有关磁心及其材料的特性曲线来研究设计其主要变量对尺寸和损耗的影响，所以设计相对比较简单。对于一些磁心结构及次级绕组端接的设计，则采用二维有限元模型分析法。在波形中含有明显的谐波成分时，二维有限元模型也可以用作分析涡流和磁滞现象对磁心损耗的影响。
5 变压器的性能检测
检测在MHz级频率上工作的变压器的功耗和效率，大多采用两种方法。一是用一台示波器作为瓦特计，测量电压与电流瞬时积的平均值。但这种方法的缺陷是在2MHz时，测量相位角的精度只能达到0.1°。第二种方法是测热法，用以对第一种方法的测试结果进行验证。在最大功率状态下，用这种方法测量安装了变压器的隔热容器中的环境温度上升率，然后独立地测量出可产生相同温升率的加热箱中的直流功耗。因为后者可以测量出精确值，故此方法可以用作测量很小的功率损耗。
变压器的磁化电感值，漏感值以及绕组间的电容值，通常采用HP4194A型低功率阻抗分析仪进行测量。
5.1 磁心损耗测量
将次级置于开路状态，以额定电压值给初级供电，可测出磁心损耗。通常情况下，其测试结果与根据磁心体积和磁通密度计算得出的结果十分吻合。
5.2 铜箔绕组的损耗测量
通常，变压器铜箔绕组的损耗测量是借助将其一个次级绕组短路，然后在初级通以足够大的电流，致使在短路的次级绕组中产生满负荷电流来完成的。这里需要假设短路电阻与次级电阻相比足够的小，使其短路电阻损耗与附加功率损耗可以忽略不计。然而，在这种测量的过程中遵循这一规则时，则不能达到无短路损耗这样的理想条件。其主要有两个原因：一是用作短路的铜片中存在趋肤效应，这是不易克服的；二是次级绕组的电阻值极低（室温下约为95μΩ）。我们不能直接测量次级绕组的直流电阻，但可以直接测量初级绕组的直流电阻。对于并联层，可以测出一个单层匝的直流电阻值，然后用并联层数去除，即可得到次级的直流电阻值。
对于铜箔损耗测量的另一个问题是，从多个并联次级端点流入短路条的电流的三维特性未能进行满意的模拟测试。因此采取的补救措施是计算出短路的直流与交流电阻的最优估计值，然后用其修正铜箔损耗测量的结果。但即使作了修正，测量得到的铜箔损耗值通常要大于估算值。
变压器功耗的设计值与测量值的比较见表3所示。
6 结束语
用以上所讨论的关系式，可以足够精确地估算出高功率密度高频变压器的大多数项目的损耗参数。但有一种情况例外，那就是以次级绕组短路的结构确定铜箔的损耗问题。因为模拟短路电阻需要进行三维（3D）交流的有限元分析，这不在本研究课题的范围之内。
在进行高功率密度高频变压器设计时，如果从变压器次级端子引出的互连线没有特别仔细地设计，将会明显地影响到变压器的效率。对于这个问题，本项目采用的方法是，通过把变压器直接安装在同步整流器芯片的顶部，以及对芯片尺寸加以选择，以使该界面上的截面积变化最小，从而根本上免去了使用互连线。在不可能做到这一点的场合，应留出给互连线耗散热量的余地，否则可能损坏器件。
在对功率密度和效率的要求不是十分严格的情况下，曲挠绕组技术既可用于本项目的变压器，也可在其它形式的变压器中使用，如图12所示的罐形磁心桶形绕组变压器和图13所示的扁平型多极变压器。多极型变压器的优点是可以使用于对器件高度要求更低的设备中。
（参考文献略）