1 引言
为了使开关电源可以进行严格的输出调节，需要选用最佳的磁放大器磁心和磁性材料。在确定和设计开关电源时，考虑对其进行适当的调整是很重要的。在多路输出电源中，每个独立的一路输出必须严密地控制，因此，其设计将可能被诸如附加电路、散热装置和大尺寸等等搞得复杂化。
对于不断要求开关电源更紧凑和更可靠的过程中，引起人们兴趣的是发现了新的控制技术—磁放大器。开关电源应用磁放大器意味着它们具有更高的功率密度、简单的控制电路、优良的调节性能、高的工作频率和严密的性能指标。
磁放大控制技术具有如下优点：①更小的尺寸；②高可靠性；③通常情况下，其EMI更小；④更高的效率；⑤更简单的电路；⑥更少的零部件和⑦输出电流超过2安培时，其成本更低。
本资料叙述了磁放大器在开关电源中的调节特性。为推荐其应用的三种磁心用材料是：①1mil坡莫合金80；②1/2mil坡莫合金80和③钴基非晶合金材料。
常用的几种磁心的物理尺寸列于表1。这些磁心是从广受关注的非标准化带绕磁心中选出来的，并具有优良的制造经济性。它们对工作在20kHz到几百kHz频率范围的，由几瓦到100瓦以上的功率变换器进行单路输出控制是适合的。
2 坡莫合金 80
坡莫合金80应用于开关电源是理想的材料。其矩形磁滞回线几乎与钴基非晶合金材料一样，而且其磁通密度更高。其1mil厚度材料的磁心损耗很高，而1/2mil厚度材料的磁心损耗则稍微高于钴基非晶合金材料。坡莫合金磁心提供了降低磁心成本的优点。
3 钴基非晶合金材料
钴基非晶合金材料具有低损耗、很高的磁导率、高磁滞回线矩形比和低矫顽力等特性。这些特性使得这种合金成为了开关电源中如磁放大器、半导体噪声抑制器和高频变压器等可应用的最理想材料。同时也发现它们可以用于高灵敏度匹配变压器和超敏感电流互感器中。
钴基合金的磁致伸缩效应接近于零，具有很高的抗腐蚀能力，并对机械应力高度地不敏感。这些特性使它们也有利于在磁强仪中应用。
4 挑选哪种材料为宜？
在这些材料中挑选哪种材料为宜？则取决于产品所要求的性能和/或折衷考虑其经济性。
最终选择实际应用的材料是考虑了多种因素决定的，但一般说来，1mil坡莫合金80磁心的成本较低，常被选来作较低工作频率时应用（低于50kHz），在高频工作时，1/2mil材料被选用于要求降低损耗的磁心和高矩形比磁滞回线的磁心。
非晶合金材料指定给要求最低损耗和最高矩形比磁滞回线的高频磁心应用。
在多输出开关电源中，矩形磁滞回线的坡莫合金80带绕磁心有着广泛而有效的应用。通过使用这种矩形磁滞回线磁心，在变压器次级脉冲的前沿提供了一种可控制的延迟，如果没有线性调整器或常规开关调整器的复杂的固有损耗，一路或多路输出可以单独地和正确地调整。在从属的输出负载电流是大电流（其值超过1或2安培）的时候，可饱和磁心调整器的优点变得越来越有意义。图1示出了这种类型的典型的多路输出电源方框图，而图2是调整线路图的举例说明。
图中所示为前向变换器拓扑的简单例子，但其技术同样可以用于回扫和推—挽变换器。典型的波形示于图2。在脉冲宽度调制(PWM)中，初级的脉冲宽度是由指示为5V的输出电压控制的，并利用误差信号校准脉冲的持续时间作为比较参考。如果在电路中没有可饱和磁心，15V的输出电压将是“半调整”，因为，该初级控制回路将提供线电压调整。但其输出功率则随负载和温度的变化而变化。
在输出端产生15V直流电压时，波形经整流后应用于输入电感器上的平均电压值必须是15V。给定的脉冲幅度为50V和重复持续时间为10μs，则在e2上所要求的正脉冲必须是：
PW=(15V/50V)·10μs=3μs
因为输入脉冲(e1)的宽度是4μs，可饱和磁心必须使脉冲前沿延迟1μs。因为脉冲的幅度是50V，故磁心必须经受得起50V·1μs或者说是50V-μs的检测。为达到这个目的，磁心要用总交变周期的一半时间进行变换。e2的波形说明了这个问题。因为输入到磁心的电压振幅为负值，二极管CR1引导的和允许的误差放大器A1，在-37.5V时，对磁心的输出侧进行箝位。其结果是磁心容易受到50-37.5V的4μs持续时间的反向电压影响，所产生的转换为：
Λ=12.5V·4μs=50V·μs（Λ为耐压·时间）
因为输出电压的变化，不管整流电压下降等的变化，对接着发生的由15V直流电压调整的输出电压值将由误差放大器改变。
初级电流iP的波形示出了在磁心饱和及给出一个传导电流至输出电感器时电流的增加情况。这是一种附带的额外收获：初级的开关晶体管已经闭合并饱和，因此，15V输出不能影响闭合开关时晶体管上的损耗。
饱和电抗器设计要求分三个步骤：
1. 确定Λ
设计的电抗器要经受延迟的脉冲前沿“电压—时间（伏—秒）”的检测和获得要求的输出电压。在此，设计师必须解决输出端具有单独“关闭”（适用于短路保护或由外部逻辑信号断开）的能力，或者在固定值上作简单调整。
耐电压-时间=已占有的脉冲面积=Λ
Λ=V·t
式中，V=脉冲幅度；t=脉冲前沿的延迟时间。
事例1—关闭运转
要求的耐电压—时间（伏—秒）是在完整的正输入脉冲过程中的简单面积。在图2所示的电路中，它将是50V·4μs=200V-μs。
事例2—仅作调整
假设输出电感器是为连续传导设计的，电抗器仅仅需要能够充分地降低输入脉冲宽度，以便在滤波电感器的输入端供给所要求的平均值电压（等于直流输出电压）。
在以上两个例子中，人们必须对适应负载瞬变的过程允许有回旋余地(headroom)。这涉及对馈送给调整器的变压器次级绕组闭合过程的选择。它应该先于电抗器必须保证的耐电压·时间（伏·秒）的能力进行计算。例如，我们可以将控制范围设计为±20%。以便在负载电流下降或上升时，允许脉冲宽度增加或减小20%。为允许脉冲宽度增加，输入脉冲宽度必须比电抗器的输出额定脉冲宽度增加20%。由于在磁心饱和之后，电流需要一个上升时间，故随工作频率和所用磁心的不同，必须允许一个额外的安全系数。在1微秒的量级上，这是具有代表性的。如果没有提供可饱和的电抗器，这就意味着次级电压下降了20%的最小情况下，还可能高于它所要求产生的输出电压。为了允许脉冲宽度减小，电抗器的耐压时间一定要附加一个“电压（伏）·时间（秒）”，以使脉冲宽度的额定值向下减小20%。
在图2所示的电路中，“仅作调整”的设计将要求“耐压·时间”Λ=50V·1μs+20%或60V·μs。
2. 挑选磁心
有两种通用的方法用来确定所要求磁心的尺寸。各自的结果在最小的范围内产生。WaAc提供了必须的“耐压·时间”和调节导线尺寸（根据温升确定）。一种方法是与要求的温升、功率管理（耐压·时间），磁心的几何形状和填充系数一起着手选择。另一种方法要求最先进行导线尺寸的选择，这必须在直觉的最终温升基础上进行估算。即使后者的温升实际上是明白的，但因为它的简易性而仍受欢迎。
采用第二种方法的工作步骤如下：
A. 以需要的电流值为基础挑选导线尺寸。
对于温升在30℃~40℃的0.5~1吋外径尺寸的磁心，每安培电流所要求的导线之合适直径是500圆周密耳（均方根值—rms）。这里给出了Aw——一根导体的横截面积。
B. 选择磁心用材料取决于饱和磁通密度Bm。在该应用中，矩形磁滞回线的坡莫合金80是最佳选择，因为这种材料具有低矫顽力以及矩形度很好的B-H磁滞回线。它们的Bm值接近于7000高斯。
C. 挑选填充系数K，在所应用的功率为低值时，取0.3~0.5。
D. 按以下公式计算WaAc：
（圆周密耳·cm2）
E. 从本技术公报的磁心选用表或产品指南TWC-400之PP58~61选择存在最小面积的磁心产品。在这种情况下，必须挑选带料的厚度，在WaAc栏目（PP58~61）中的数值应根据该表底部的注释3进行修改。工作频率在100kHz以上时，选用的带料厚度为0.0005吋和0.001吋。在高频时，应优先选用以较薄的带料绕制在骨架上的磁心。
在图2所示的电路中，磁心导通期间的电流是10A，以及15/50或0.3的占空比。于是，电流是（102×0.3）1/2或5.5A。合适的导线尺寸选线规16#，因为其横截面积Aw是2581圆周密耳。再则，在使用“仅作调整”时，WaAc的计算公式如下：
（圆周密耳×cm2）
（注：填充系数采用了0.1，这是因为导线尺寸是相对较大的）
由于变换器频率为100kHz，选用的带料厚度为0.0005吋，应该是合理的。根据在该页码底部的注释3，参照PP58的表格，WaAc的数值必须用近似0.013/0.022的系数进行修正（这个数值是采用0.0005吋和0.002吋厚度带料磁心横截面积的典型比率）。对该值进行修正的最便捷途径是从所要求的WaAc值着手，然后在表中寻找出合适的磁心。利用该解决问题的方法，所列出的数值应至少是0.011×(0.022/0.013)×106或0.0019×106。故两个逻辑上的候选磁心应是5-374和5-063。两个WaAc(×106)值则分别是0.028和0.026。
根据本例子的用途，被选用的磁心应是5-0.63。其有效的磁心横截面积Ac是0.050cm2，这表示磁路长度ml是5.98cm。
3. 确定匝数
匝数由耐压·时间Λ要求调整器产生的输出电压决定的：
N=Λ×108/2×Bm×Ac    （匝）
式中，Λ=耐压·时间（单位，伏—秒）；Bm=饱和磁通密度（高斯）；Ac=磁心的横截面积(cm2)。
现在即可设计控制电路。在这种情况下，估算出要求的电流有助于用来调整磁心，这样，计算平均控制电流可以输入脉冲（负值部分）调整的占空比为基础。该电流与磁化力有关，表述如下：
Im=0.794×H×Ml/N   (A)
式中，H=磁化力（奥斯特）；Ml=磁路长度(cm)。
H不是简单的直流矫顽力，但对应于相当的磁通振幅值和频率，如在产品目录TWC-400之P38~49给定的曲线那样（注，该磁滞回线的展宽效果——随频率而磁化力增加）。
再则，采用图2所示的电路并用其挑选磁心所要求的匝数为：
N=60×10-6×108/2×7000×0.050=8.75=9（匝）（四舍五入）
完成该例的磁化电流计算过程如下：因为调整器被要求工作在整个B-H磁滞回线范围，在产品目录TWC400之PP48的曲线将给出一个典型的磁化力估算量。在100kHz工作频率时，1/2 mil曲线的H值等于0.215奥斯特。为此，磁化电流将具有以下典型值：

（注：关于计算调整电流请见P10的附加信息）
另一种供选择的控制电路请见图3所示。它有两个显著的特点：①用作调整的控制电路是从输出端分路得来的，它提供了一个“预负载”——这意味着在零负载时，将由增加的输出电压来阻止扼流圈的磁化电流。②磁心由电流源调整，而不是由电压源调整。这已由Middlebrook的关于控制传递函数的最小相移的文章[2]表述。在该电路中，Ra变性成了晶体管的跨导，使得传递函数更加与晶体管没有关系。Rb和Rc简单地改变了放大器的输出电平，如果放大器应高于输出电压才能获得动力，则表明它们是没有必要存在的。③补偿电路Zf和Zi可以采用反推调整器的技术进行设计。（注释：但是，实际使用的这种电路有两个反馈回路——一个是通过误差放大器，而另一个是直接地从输出端通过Ra和晶体管。）
全波输出可以采用如早先讨论过的前向变换器相同的方式处理。图4所示的电路解释了这种应用。
最后，利用转移要求的电压改变其电平或以电压变换成电流来调整磁心，有时候是有益的。在这种情况下，次级绕组可以安置在磁心上，随其相对的末端控制晶体管的不同，具有大于或小于功率处理绕组的匝数以方便返回偏置电压。例如，具有较少匝数的控制绕组将表现出更小的电压波动，但要它比主绕组具有更大的控制电流。
电流模式控制
另外一种控制电路结构见图5所示。对于半波和全波应用，这种电路是同样地有用的，但在图5中示出的是简单的半波应用情况。该电路特别有利于要求独立地限制电流的场所（如磁放大器输出）使用。与过去的限制电流的方法不一样，那些电路是用过电流检波运算放大器输出，或比较器是具有误差放大器的“ORed”输出，这种方法在反馈回路中“嵌入”了电流监控功能。这样，除了电流受限制并因此返回到正常负载状态外，它始终是有源的并例外地提供了平滑的变换。
放大器UIB是电流误差放大器，它的输入电路是由电阻R6、R7和R12组成的。UIA的输出端是对这个电路最重要的输入端，因为它导致了输出电压误差。如果有要求，输出电压Vo也作为偏压和使电流具有反折形状特性而引入（经由电阻R12）。电阻R8抽样调整器的输出电流，而合成电压通过电阻R7加到误差放大器上。电阻R4和R5决定着放大器的增益(G)，G=(R4+R5)/R5。
现在设想该电路的工作状况，首先假定在电流变化过程中，UIA上输出的电压是平稳的。电流的增加导致电阻R8两端的电压降增加。因为调整器的输出端被看作是任意的接地基准，这种增加的电流由连接到R7和R8上所下降的电压振幅证实。如果没有UIB逆转，则它被放大并经由R3加到磁放大器的调整晶体管Q1上了。增加调整电流则降低了在磁放大器输出端的脉冲宽度，在此，反向增加的电流可以通过R8检测出来。
电压反馈回路由作为电压误差放大器UIA的输入电阻R9开始运作。偏压电阻R10不是瞬变特性曲线分析的元件，因为它的电压是不变化的（UIA的反向输入端是虚接地和保持稳态的）。电阻R11和电容C1组成UIA的反馈电路，使得在零频率时，积分器的C1上的电阻值等于R11。然后，UIA的输出通过R6加到另外的放大器UIB上，并经放大器加到调整晶体管上。增加的输出电压Vo是由放大器UIA反向的，并且最终由Q1供应，增加了磁放大器的调整电流。它还修正了干扰性能。
二极管CR4限制了在UIA输出端的正向电压幅值。因为U1的输出电压是用作限流器参考的。CR4的箝位功能决定最大输出电流。
电流模式控制电路的特点是以电流模式反馈确定在整个增益窜渡频率上的相移，因为其最大相移是90°。由两个反馈支路联合组成矢量和，为此，占有优势的那个支路将决定相移。围绕一个支路开关频率的跨接整个增益轴线的电流模式回路被建议采用，同时，电压模式反馈低于电流模式回路而至少跨越二个或三个倍频程。参考文献[4]和[5]更详细地叙述了磁放大器输出调整器的设计。
附件3：用作可饱和电抗器磁心调整需要的矫顽力HR的计算
如何计算可饱和电抗器磁心需要的矫顽力HR是经常被问及的一个问题。利用MAGNETICS公司的带绕磁心产品目录TWC-400中的图38所给的曲线，可以给出一个假设的估算值。《磁放大器立式调整器电压控制电路参数的计算》一文（参见参考文献3）讨论了一些准确的方法。在此引用了这些文献资料中的一些论述。
采用上述资料中图38给出的H值由矩形波饱和磁心要求的。在50至100kHz时，磁通的幅值受磁心损耗限制。对于调整用所要求的矫顽力HR，通常考虑小于图38曲线提出的值。在为了估算矫顽力HR值试图寻找出更加准确的程序中，作者从供给的损耗曲线中，发现了一种简单而且可靠的为计算HR的方法，现将推导出的方法和假设的方法一起叙述如下。
为了在任何频率的任何磁通幅值计算HR，对矩形磁滞回线的坡莫合金80的计算公式是：

（注：1.2×106之值取自坡莫合金80材料的损耗曲线）
对于钴基非晶合金材料的HR计算公式是：

（注：1.05×106之值取自钴基非晶合金材料的损耗曲线）
以上公式中的符号与单位是：
B—高斯(G)，频率—Hz，H—奥斯特(Oe)
1 调整电流的计算
一旦Hreset被确定，调整电流就可以通过安培定律计算得出：

式中，le—平均磁路长度：N—可饱和电抗器磁心上的匝数。
2 推导计算Hreset的公式
假设的理想矩形B-H磁滞回线示于图6。在此图中，Hreset人为地被显示为等于Hset，恰好使得磁滞回线对称。但是，公式的确实性并不相信Hset等于Hreset。
对于理想的矩形磁滞回线，每单位体积的磁心损耗是：ΔB×2HR×频率=watts/meter3（瓦/米3），式中，ΔB的单位是“特斯拉”，HR的单位是AT/M。
HR的解是：

但因为损耗曲线的单位是watts/lb(瓦/磅)，所以必须由watts/lb变换至watts/meter3。

这里给出的HR的单位是“安—匝/米”。为转换到“奥斯特”，应除79.6。
为此，对于矩形磁滞回线的坡莫合金80，HR应为：

为查找其它矩形磁滞回线磁性材料的HR，同样适用推导的公式，但新材料的比重可使用于上述公式。
例如，钴基非晶合金的比重是7.59克/厘米3(g/cm3)。为此，对于该材料，公式应调整变为：

3 假设条件
a. 磁滞回线是矩形
b. 用来调整磁放大器的HR具有磁通ΔB的幅值，它与围绕原点对称的ΔB幅值是相同的。
c. HR与用1/2正弦波调整30%~40%占空比恒电流调整是一样的。
参考资料
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选译自《MAGNETICS公司技术报告SR-4》