1 引言
开关电源未来的发展趋势是体积小、重量轻、效率高。提高开关频率可以减小开关电源体积，但高频化无疑会增大开关损耗，降低系统效率，带来很多难以处理的热问题。软开关技术是减小开关损耗的有效方法，是电力电子领域研究的热点问题[1][4]。为实现开关管的零电压零电流开关，文献[1]和[2]提出的软开关拓扑外加两个辅助开关管，实现了主开关管的零电压零电流开关。其缺点是电路所需元器件较多，导致成本增加，可靠性降低。文献[3]提出的软开关拓朴中谐振电感串联在主电路中，因此损耗大，且辅助开关是硬开关。
Boost型变换器由于其电路简单、输入电流连续、效率高等特点在功率因数校正等领域得到大量应用[5][6]。但是它的二级管反向恢复损耗较大，导致系统效率降低。本文提出采用移相控制的双Boost型DC-DC变换器具有以下特点：①主开关和辅助开关都能实现零电流开通，由于开关管寄生电容的存在，关断时实现了零电压关断。二级管能实现零电流关断，大大减小了其反向恢复电流引起的损耗，而且软开关实现容易。②电路中所有开关器件的电压应力和电流应力与传统Boost型DC-DC变换器相同；③与传统的Boost型DC-DC变换器相比，如果开关频率相同的话，输入电感电流和输出电压纹波频率都为开关频率的两倍，纹波大小减半，因此可以减小输入电感和输出电容的体积。
2 工作原理
移相控制双Boost型DC-DC变换器主电路拓朴和主要工作波形如图1所示，在分析之前作如下假设：
① 所有开关管、二极管、电感、电容都为理想器件；
② 电感L足够大，电感电流iL连续，其纹波ΔiL比其直流分量IL小得多；
③ 电感La远小于电感L；
图1中S、Sa交错工作，其驱动信号相位差180°，从理论上说，开关管占空比大于0.5和小于0.5时，变换器的工作模态有差别，应分情况加以讨论，但由后面的讨论可知，移相控制双Boost型DC-DC变换器不会出现占空比大于0.5的情况，其占空比变化范围是0≤d<0.5，下面讨论开关管导通占空比小于0.5的情况。
开关管占空比小于0.5时，一个开关周期Ts主要有六个开关模态，各开关模态等效电路如图2所示，现把六个开关模态的工作情况描述如下：
开关模态1[t0-t1]：在t0时刻之前，开关S关断，二极管D导通，在t0时刻开通Sa，由于电感La与开关Sa串联，可以限制电流iLa的上升斜率，是零电流开通。在此开关模态，电感L两端电压vL为vIN-vo，电流iL线性下降，电感La两端电压为输出电压vo，电流iLa从零开始线性上升，流过二极管D的电流向La、Sa所在支路转移，在t1时刻，流过二极管D的电流变为零，由于其电流减小斜率受到La的限制，大大减小了其关断反向恢复电流，实现了二极管D的软关断。设在t0时刻电感L的电流为IL(t0)，那么
                       (1)
                            (2)
       (3)
开关模态2[t1-t2]：开关Sa导通，开关S、二极管D和二极管Da均关断，电感L与电感La串联，加在它们上面的电压之和为vIN，流过它们的电流开始线性增加。设在t1时刻，电感L电流iL(t)为IL(t1)，那么
              (4)
电感L和电感La两端电压分别为：
                                (5)
                                (6)
开关模态3[t2-t3]：开关S、二极管D关断，在t2时刻，关断开关Sa，二极管Da开始导通，在此开关模态，加在电感L和La上面的电压之和为vIN-vo，它们串联向负载提供能量，流过它们的电流线性减小。设t2时刻电感L电流的iL(t)为IL(t2)，那么
              (7)
电感L和电感La两端电压分别为：
                         (8)
                         (9)
开关模态4[t3-t4]：开关Sa、二极管D关断，二极管Da导通，在t3时刻开通开关S，流过二极管Da的电流即iLa线性减小，在t4时刻，iLa减小为零，由于iLa的减小斜率受到La的限制，大大减小了其关断反向恢复电流，实现了Da的软关断。在此开关模态，电感L和电感La两端的电压分别为vIN和-vo，设t3时刻电感L电流的iL(t)为IL(t3)，那么
                    (10)
                (11)
                (12)
开关模态5[t4-t5]：开关S导通，开关Sa、二极管D和二极管Da均关断，此模态加在电感L上的电压为vIN，电感电流iLa继续线性增加。设t4时刻电感L电流的iL(t)为IL(t4)，那么
                     (13)
开关模态6[t5-t6]：开关Sa、二极管Da关断，在t5时刻关断开关S，二极管D导通，此模态加在电感L上的电压为vIN-vo，电感电流iL线性下降。此模态持续到下一个开关周期开通Sa。设t5时刻电感L电流的iL(t)为IL(t5)，那么
                 (14)
根据一个开关周期Ts内电感L的伏秒平衡关系可得

          (15)
上式中t01表示t1-t0，其它类推。由于La的值比L小得多，因此
                             (16)
                        (17)

(15)式可以简化为
                          (18)
由于La取值小，t01很小，可以忽略
                       (19)
因此
                              (20)
由上式可以看出，在实际应用中，占空比d不会大于0.5。
由上面的分析可知，主开关S和辅助开关Sa都能实现零电流开通，由于并联的寄生电容的作用，开关S、Sa为零电压开通。而二极管D、Da是零电压零电流关断，减小了其反向恢复电流。由图1(b)中电感电流iL和电流io的波形可知，其频率为开关频率的两倍，与普通Boost型DC-DC变换器比较，可以减小输入电感和输出电容的值，从而减小其体积、提高效率。软开关实现容易，设输入电感电流平均值为IL，由分析可知，软开关实现的条件近似为
                                (21)
由于La取值较小，因此上述条件很容易满足。
3 仿真结果
对图1(b)所示电路进行了仿真研究，仿真所用参数为：输入电压Vin=10V，Vout=20V，RL=2Ω，fS=50kHz，L=20μH，La=1μH，Co=2200μF。仿真结果如图3、图4所示，图3(a)为流过开关管S和二极管D的电流波形，图3(b)为流过开关管Sa和二极管Da的电流波形，可以看出，开关S和Sa都实现了零电流开通，二极管D和Da实现了零电流关断，图4(a)为移相控制Boost型DC-DC的输出电压纹波与传统Boost型DC-DC变换器的比较，可以看出，输出电压纹波频率是原来的两倍，幅值是原来的一半。图4(b)可以看出，输入电感电流纹波频率也为传统Boost型变换器的两倍，幅值为原来的一半。因此，与传统Boost型变换器相比，移相控制Boost型DC-DC变换器的电感和输出滤波电容可以减小很多。仿真结果验证了理论分析的正确性。
4 结语
本文提出一种移相控制双Boost型DC-DC变换器，通过理论分析和仿真研究，表明该变换器具有以下特点：①主开关和辅助开关都能实现零电流开通，由于开关管寄生电容的存在，关断时实现了零电压关断。二极管能实现零电流关断，大大减小了其反向恢复电流引起的损耗，而且软开关实现容易。②电路中所有开关器件的电压应力和电流应力与传统Boost型DC-DC变换器相同；③与传统的Boost型DC-DC变换器相比，如果开关频率相同的话，输入电感电流和输出电压纹波频率都为开关频率的两倍，纹波大小减半，因此可以减小输人电感和输出电容的体积。
参考文献
[1] 林国庆， 张冠生， 陈为等. 新型ZVZCT软开关PWM Boost变换器的研究. 电工技术学报， 2000， 15(3): 5-8.
[2]  Lin R， Lee F. Novel zero-current-switching-zero-voltage-switching converters. PESC'96(1)， 1996: 438-442.
[3] Zhu J， Ding D. Zero-voltage-and zero-current-switched PWM DC-DC converters using active snubber. IEEE Transactions on Industry Applications. 1999， 35(6): 1406-1412．
[4] 齐群， 张波. 软开关PWM发展综述. 电路与系统学报， 2000. 5(3): 50-56．
[s] 周雒维， 罗全明， 杜雄， 苏向丰. 高效率积分复位控制三相Boost型功率因数校正. 中国电机工程学报， 2003， 23(1): 16-19.
[6] 周雒维， 罗全明， 杜雄. 一种高效率的积分复位控制单相功率因数校正. 重庆大学学报. 2003， 26(2): 1-4.