1 引言
目前，广泛应用的开关电源拓扑主要有单端反激式、单端正激式、半桥式、全桥式、推挽式等类型。单端反激作为隔离型开关电源的最简单拓扑，由于成本较低且易于实现多路输出，在小功率开关电源设计中应用非常广泛，特别是TOPSWITCH系列器件的应用，主要采用单端反激。
多输出单端反激电源主要用作家电、工业控制设备以及大功率开关电源的辅助电源，辅助电源电压的稳定性直接影响设备工作的稳定性，而设备的低成本要求又决定了辅助电源不能过于复杂，因此多输出单端反激电源大多采用一路输出作为主路进行反馈，而其它为辅助输出处于开环状态，辅助输出的开环并不意味着没有稳压要求，只是稳压要求没有主输出那么高。经验告诉我们，多输出单端反激电源的电源调整率相对比较好，影响电压精度的主要为它的负载效应。下面对多输出单端反激电源的工作过程以及电路参数对负载调整率的影响作一详细的分析，并提出一些改善措施。
2 多输出单端反激电源工作过程分析
图1所示为双输出单端反激电源的主电路。假设Ql、D1、D2为理想开关器件，T1为理想变压器，C1、C2、C3足够大；1路输出的负载相对2路负载比较重。下面按变压器电流连续和断续两种工作模式进行分析，所有参数都按折算到原边来计算，因此可以不考虑变压器变比。
2.1 电流连续模式
图2所示为电流连续模式各开关模态的主要相关电压电流波形。
(a)开关模态1[t0，t1]
此阶段为原边MOS管Q1导通阶段，电流iq线性上升，变压器T1激磁电感Lm储能；副边二极管D1、D2反偏截止；C1、C2恒流Io1、Io2向负载RL1、RL2供电，电压uc1、uc2线性下降。相应表达式如下：
iq(t)=Iq(0)+Ui / Lm·t
ucl(t)=Uc1(0)-Io1/C1·t
uc2(t)=Uc2(0)-Io2/C2·t
在t1时刻Q1关断，副边导通，此时
Uc1(1)=Uc1(0)-Io1/C1·Ton                        (1)
(b)开关模态2[t1，t2]
此阶段原边MOS管Q1截止，变压器T1的储能向副边释放；由于1路负载较重，在模态1末期Uc1小于Uc2，因此D1开始正偏导通向C1充电，Dl电流id1线性下降，C1电压按抛物线上升，而D2反偏截止；C1、C2继续恒流向负载RL1、RL2供电，C2电压继续线性下降。相应表达式如下：
iq(t)=0
idl(t)=Iq(1)-Uo/Lm·t
ucl(t)=Uc1(1)+(id1(t)-Io1)/Cl·t
uc2(t)=Uc2(1)-Io2/C2·t
其中Uo近似为DUi/(1-D)，在t2时刻D2开始导通，此时
Uc1(2)=Uc2(2)=Uc2(0)-Io2/C2·(Ton+Toff1)              (2)
(c)开关模态3[t2，t3]
此阶段原边MOS管Q1截止，变压器T1的储能继续向副边释放；此时Uc1和Uc2电压相等，因此Dl、D2都正偏导通向C1、C2充电，D1、D2电流id1，id2突变后线性下降，C1、C2电压按抛物线上升。相应表达式如下：
iq(t)=0
idl(t)+id2(t)=Idl(2)-Uo/Lm·tuc1(t)=uc2(t)=Uc1+                    (2)
(id1(t)-Io1)/Cl·t=Uc2(2)+(id2(t)-Io2)/C2·t
在t3时刻，Q1再次导通，进入另一循环，此时
Id1(3)+Id2(3)=Iq(0)                             (3)
Ucl(3)=Uc1(0)=Uc2(3)=Uc2(0)=Uc(0)=DUi/(1-D)         (4)
(d)输出平均电压

K=1/2·Io2D1(1-D)T/C2
由于Io1、Io2和D1之间的关系式可以通过开关模态2推导，由于比较复杂，这里只作定性分析：结合图2可以看出，当Io1增大时，D1也增大，反之则减小；当Io2增大时，D1减小，反之则增大；因此当Io1变化时，J1变化较大，J2、K变化较小；因此当Io2变化时，J1变化较小，J2、K变化也较小。
从上述分析可以知道，应该把负载较重的回路作为主输出，这样当主路负载变化引起输出电压变化可以通过调整占空比来校正，而占空比变化对负载较轻的副路因为Toff1的存在而弱化，另外当副路负载变化时，对主、副路输出电压均较小。
以上结果对电流断续方式仍然成立。
3、各路负载的轻重不能以输出功率来衡量，而应以负载电流和输出电容的比值来衡量。
 4、对于超过两路输出的情况，上面分析仍然成立。
4 负载效应的改善方式
4.1 电路参数的优化设计
从上述分析可知为了改善输出电压的负载效应，必须设法减小J1、J2的差异，也就是I1/C1与I2/C2的差异，因此对于负载电流变化范围确定的电源设计，应取各路负载电流变化的中值，然后按比例确定输出电容；当副路负载比较小时，可以人为地增加一个假负载，在根据假负载电流确定输出电容；如果主路负载变化较大可能比副路轻时，可以在主路加入适当的假负载或者加大副路输出电容。
4.2 多输出反馈方式
当多路输出共地，且作为副路输出电压精度无法达到要求时，可以采用多输出按权重比例共同反馈的方式。如图4所示，图中U1、U2输出共地，且作为开环输出无法达到要求，而U3的稳压精度相对较低，这样通过多输出反馈方式可以控制U1、U2的稳压精度。
根据图4，U1、U2有下面的关系式：
Ul/Rl+U2/R2=2.5(1/R1+1/R2+1/R3)                 (11)
另外U1、U2大的比例关系有变压器的匝比确定，稳压精度可以通过调整R1、R2的比例关系来确定。
4.3 非理想情况负载效应的改善
前面分析情况都是在理想变压器和理想开关二极管情况下，实际应用中变压器有内阻和漏感，二极管也有导通压降。对于共地输出的情况，可以通过图5的方式弱化这种影响。图中U1为主路，U2为副路，U1、U2共地且U2>U1，由于U1、U2有一部分绕组和地线走的是公共通道，其引起的走线压降是公共的，因此这部分压降引起的源效应被有效抑制。
4.4 三端稳压方式
对于各路输出稳压精度要求都比较高的情况，副路开环无法满足要求，目前通常的做法如图6所示，主路采用闭环反馈，副路采用三端稳压，此方式的缺点是会牺牲一部分效率。
5 结语
根据上述讨论，可以得到以下一些结论：
(1)对于多输出单端反激电源，当各路输出电流和对应输出电容比值相等时，在理想情况下，负载效应为零。
(2)把负载最重的那路输出作为主输出时，综合来说，负载效应最小。
(3)负载轻重不能以各路输出的功率来衡量，而应以输出电流和输出电容的比值来衡量。
(4)根据不同的输出要求及负载要求，可以通过选择适当的电路和电路参数来优化输出电压的负载效应。