1 引言
近些年来，人们除了研究移相全桥变换器初级零压开通、零流关断问题外，也有很多的文献研究次级整流二极管的反向恢复电流影响[1， 2]。这些文献大部分针对输出低压场合的整流二极管的软恢复问题。事实上，当输出电压较高（如燃料电池变换器输出220V电压）时，高耐压值的次级整流二极管往往恢复特性较差，反向恢复电流问题更加突出，造成的影响更大，更需要加以研究解决。
开关电源的输出纹波（高频开关噪声）带来EMI问题，通过滤波电路实现输出电压的零纹波是一种比较理想的方式[3， 4]。
针对上述高频开关整流滤波电路的问题，本文提出了一个“带互感器的输出零纹波整流滤波电路”。该电路能实现输出整流管的自动均流，通过箝位电路抑制整流二极管的反向恢复电流。合理的设计可以极大地减小输出电压的纹波。最后通过仿真和实验验证了理论分析的正确性。
2 电路结构及工作过程
2.1 电路结构
带互感器的输出零纹波整流滤波电路结构如图1(a)所示。初级为基本的移相全桥软开关变换电路。
两个变压器初级采取串联方式，次级两个全波整流电路一起形成一种新形式的串联结构，该结构能使输出整流二极管之间能够实现自动均流[5]。辅助二极管D1、D2与C5一起组成箝位电路用来抑制整流二极管DR1~DR4反向恢复电流，绕制在同一铁芯的互感L1~L4和电容C3、C4构成输出零纹波滤波器。
2.2 电路工作过程分析
带互感器的输出零纹波整流滤波电路结构如图1(a)所示，其初级为基本的移相全桥软开关变换器的初级电路。图1(b)是其主要工作波形。
(1)[t0， t1]时间。t0时刻根据变压器同名端的关系，DR1与DR3导通。DRl、C1、L1、u1，DR1、C3、L2、ul及DR1、RL、D2、ul构成i1的三条通路，分别向C1、C3充电和向负载R1提供能量；DR3、L3、C2、u3，DR3、L4、C4、u3及DR3、RL、D1、u3构成i3的三条通路，分别向C3、C4充电和向负载供电。
(2) [t1， t2]时间。为了维持iLf1、iLf2，DR1~DR4同时导通，变压器次级短路，同时C5向负载放电。t2时刻之后，形成下半周整流过程，其工作状态与上半周类似。
3 抑制整流二极管反向恢复原理
DR1、DR3和DR2、DR4的反向恢复分别发生在t2和t4时刻。下面以抑制DR1的反向恢复电流为例说明其原理。
t2时刻，变压器T1的次级电压u1、u2分别变为上“-”下“+”。在该时刻，即次级整流管DR2导通瞬间，由于DR1自身的反向恢复特性而不会在承受反压时立即截止，而是处于反向恢复状态，恢复能量表现为其输出电压的过冲。
在没有次级箝位电路时，会在DR1、DR2与变压器T1次级绕组之间形成短路电流。当次级加上箝位电路后，变压器上的电压由正到负换向时，二极管D1、D2承受正向电压导通，DR1上的反向恢复能量通过箝位二极管D5被转移到箝位电容C5。
同样可以分析出DR3上的反向恢复能量也通过箝位二极管D2转移到C5。电流路径如图2所示。
4 实现输出电压零纹波的原理
4.1 采取互感器连接的可行性
由Cuk变换器磁集成原理：凡波形相同的电感元件，都可采取互感的方式使纹波电流减少[6]。可以分析出图1中的电感L1~L4波形相同。因此L1~L4采取图1中的连接方式是可行的。
4.2 输出电压零纹波原理
文献[3]中分析了单个互感（即只有L1L2耦合）滤波时，上半部分电路doab实现零纹波的原理，并给出了实现零纹波的条件。下面简要分析多个互感器电路结构能否实现输出电压零纹波。
由图1列写出电感L1~L4的电压方程为

(1)

式中，Mij为Li与Lj之间的互感量。
由于电路工作在对称状态，故L1=L2、L3=L4，M13=M31=M1，M24=M42=M2，M12=M21=M34=M43=M14=M41=M32=M23=M3，及i1=i3，i2=i4，u1=u3，u2=u4。
将以上对称关系带入式(1)得到

(2)

由式(2)得到上半部分电压u1、u2为
(3)
假定电感L1~L4之间的耦合系数均为为kij=k，根据式(3)和图1可得到四个电感耦合时上半部分doab的等效电路如图3所示。
图中：

输出电压纹波与输入电压的交流纹波之比为
(4)
故满足输出电压零纹波(即uab)的条件为

且
(5)
4.3 实际应用中的互感滤波电路
由图3推出式(4)是假设C3为无限大而得到的。但在实际应用过程中，C3的值总是有限的。因此，在实际电路中，总是存在一定的输出纹波。
由图3得到上半部分输入、输出传递函数为[3]
(6)
式(6)比一般的LC滤波器的传递函数多了两个极点，因此，在高频段，它将以-80dB衰减，即带互感的滤波电路对高频纹波的增益将大大的减少。
5 实验结果
为了验证本文提出的新拓扑电路的工作原理，实际制作了一台电源样机进行实验验证。
主要参数配置如下：输入三相380VAC/50Hz，输出220VDC，满载输出功率10kW。开关频率20kHz。L1=L3=10μH、L2=L4=150μH，Ci=1000μF，Li、Ci各有一个10mΩ的寄生电阻(i=1、2、3、4)，k=1/(2-1)=0.69。
5.1 输出高频纹波对比实验
图4给出了采用一般LC滤波电路和采用互感滤波时的输出电压纹波仿真波形的对比结果。
可以看出，输出电压纹波由采用一般LC滤波电路时的82mV降至采用互感滤波电路时的4mV。由此可见，该带互感器的输出零纹波整流滤波电路对降低输出电压纹波作用十分明显。
5.2 抑制反向恢复电流实验
图5给出了次级加无损耗箝位电路前后次级整流二极管DR1的电压uDR1与变压器次级绕组电压u1的对照实验波形。二极管DR1反向恢复时的尖峰电压值由图5(a)中的604V降为图5(b)中的508V。
该实验波形结果说明该箝位电路对次级整流二极管的反向恢复电流及电压过冲起到了很好的抑制作用。
6 结语
实验结果证明，带互感器的输出零纹波整流滤波电路能有效降低输出电压纹波值，无损耗二次钳位电路以完全无损耗箝位作用为特征，明显降低了次级高耐压值整流二极管的反向恢复电流，对由反向恢复引起的电压尖峰起到了较好的的抑制作用。
通过消除损耗较大的阻性箝位元件，这种方法在很宽的工作周期内提高了整个变换器的效率。
参考文献
[1] 皮之军，康勇．一种原边带箝位二极管的ZVS移相全桥变换器[J]．2006，23(2)：23—26．
[2] 杜忠．一种新颖的次级箝位全桥移相电路[J]．电力电子技术，