摘要：  由于存在低输出电压和大输出电流的需要，如今，电压调整器模块(VRM)几乎都是建立在交替的多相反激变换器基础上的，对用于功率微处理器的VRM，它们需要严格的静态和动态性能。在本论文中，被介绍的具有集成耦合磁路的非隔离多相电压调整器模块是为了减少磁性元件和改进静态和动态性能的。所有这些磁性元件都可以和单个铁氧体磁心结合在一起。通过合理设计集成耦合电感器的气隙，这项新技术可以大大地改善VRM的性能，使其具有快速的瞬态响应和更高的效率。具有集成耦合电感器的两相VRM的模拟仿真和实验结果与常规的VRM比较，显示了它们可以改善VRM的静态和动态性能。

关键字：  电感器，微处理器，磁心

1 引言
为了供电给诸如微处理器等数字系统，要求非隔离的电压调整器模块(VRM)具有低电压、大电流和快速瞬态响应等特性，根据Intel VRM10.1技术说明书，在高时钟速率的情况下，它们被期待得到低至1V的低电压和大至119A的大电流消耗量。使得这项技术应用受到的实际挑战是负载电流可在几纳秒的时间内从很小的电流上升到满负荷电流，反之亦然，而电压则必须自始至终保持公差小于50mv的梯级。静态的和动态的要求将把挑战放在未来为计算机电源系统设计的VRM上。同时，由于尺寸的限制，VRM必须具有更高的功率密度才能驱动微处理器。一般情况下，电源模块变成“砖状”将会限制下一代微处理器的发展。
如图1所示，高性能VRM的标准拓扑是建立在具有交替多相的同步反激DC/DC变换器基础上的。利用相移控制两个不同的信道，这种拓扑可以获得更低的总输出纹波电流和更高的效率，而存在相同的纹波电流时，可以使用更小的电感器来改善瞬态响应。然而，这种拓扑仍有足够大的纹波电流流经MOSFET（包括同步整流器）和通过电感器自身，随着更大的输出电流和更低的输出电压的要求，将引起更高的损耗和峰值电流。对于变换器设计工程师来说，关键的重要事情是如何使VRM的性能达到最佳。降低纹波电流和改善瞬态响应的战略之一是提高工作频率，但是，这样将增加MOSFET的开关和门电路驱动损耗，以及增大电感器的磁心损耗。
对于VRM，输出电感器担负着主要角色。在一般情况下，其静态的和动态的性能与电感值的要求是有矛盾的。
a. 对于动态性能，更小的电感值可以改善瞬态响应和回路的可信度，但是，它们存在较大的输出纹波电流，这就意味着施加了应力在输出电容器上，并降低了效率。
b. 对于静态性能，更大的电感值将能得到较小的纹波电流和更高的效率，但是，这意味着迟缓的电路瞬态响应，它们将影响系统的回转速率。
因为电感器的值与纹波电流存在着相反的关系，而与回路的瞬态响应具有直接关系，用合适的电感值来调节低纹波和快速响应时间两者之间的关系是关键因数。为了解决问题，与传统的多相VRM比较，可以采用耦合电感器来获得有效的更多性能改进，以折衷瞬态响应和输出纹波电流间的关系。这种耦合电感器将工作在不同的等效电感值以克服多相VRM的缺点。详细的静态和动态性能描述是利用两相耦合电感器的VRM分析的。这可以扩展到用简单的数学方法来消除多相耦合电感器VRM的影响。最后，用一个12V输入，1.5V/40A输出的VRM与传统的非隔离变换器相比较。按照模拟和实验的结果表明，在不牺牲瞬态响应速率的情况下，利用反相耦合电感器将会戏剧性地减小峰—峰纹波电流和提高效率。
2 采用耦合电感器的两相VRM
因为工作频率的提高（2008年时达到10MHz），VRM遭遇到了开关损耗增大和总效率降低的问题。输出电感器中的损耗也影响到VRM的效率。集成和耦合对减小电感器的磁心损耗和减小输出纹波电流或许是可行的途径。所谓集成就是将2个或多个独立的电感器合并到共同的磁路，按照合适的相位定向，强制磁通在一个或数个磁心支路上相减或相消。图2示出了耦合电感器的结构照片。它们集成了2个独立的电感器到开气隙的铁氧体磁心中。在两相交替的VRM中集成2个电感器是一种新的设想。
现在的问题是如何利用耦合电感器优化VRM的静态和动态特性。图3所示为本文所提出的具有耦合电感器的两相VRM。因为耦合的作用，对两个电感器都不考虑它们单独的电感值，而只考虑两个绕组间可能影响到VRM工作的互感值M。这两个绕组可以直接耦合也可反相耦合。根据如图4所示的不同的耦合系数，存在两个相同的等效电路。图4(a)表明M为正值，而图4(b)表明M为负值。这两种耦合结构可以用方程式(1)描述：

                              (1)
式中的V1和V2是施加于两个相对应绕组上的电压。在这个例子中，我们分别地省略了L1和L2上的直流电阻值，它们关系到电感器的铜损。
从示于图5的磁路磁阻电路可见，在磁心中的磁通可以推导出磁阻的形式和MMF源，如下式(2)所示。
                      (2)
在L1=L2时，磁阻为R=R1=R2。从式(2)方程中，磁通量可以描述如下：

               (3)

同时，跨接在相对应绕组上的电压与磁心上缠绕了绕组后产生的磁通量有关，即：
                                    
                                    (4)
将此式(4)代入式(1)和式(3)，可以分析出电感值和磁阻两者之间的关系，推导如下：

                                  (5)
两个耦合电感器的耦合系数可以进一步从下式(6)描述中得出：
                              (6)
式中，；
磁阻可以借助有关磁心的磁导率(μ)、气隙长度(l)和每一个支路的磁心横截面积尺寸(A)进行计算。为了优化VRM的性能，通过合理地调整磁心支路的气隙尺寸，我们可以得到期望的自感值和互感值。
为了低输出电压VRM的应用，静态的占空系数小于0.5，故这是本文的焦点。以下将借助存在反相耦合和占空系数小于0.5时引进的M，讨论静态性能的改进问题。
3 电感器耦合的效应及其影响
在本文所提出的集成耦合磁路中，磁路边柱和中心柱中的气隙引导两个输出电感器之间进行耦合。本节讨论耦合对变换器性能的影响。静止状态的标准是因为电流纹波对变换器的效率产生直接的影响。瞬态的标准是在瞬态响应期间电流的旋转速率。
图6示出了文章提出的两相耦合电感器VRM的静态电压和电流波形，图中也给出了传统非耦合电感器VRM的纹波电流波形，如图中用作比较的虚线。
A. 静态状况
两个反相耦合电感器的电压和电流两者间的关系式可以描述如下（式7）：
                          (7)

为了检查集成耦合电感器对变换器性能的直接作用，我们使用了等效电感值的概念。这种概念被用来分析在两相VRM中耦合电感器的作用。利用简单的数学操控手段可以重新写出非耦合电感器的格式，如以下的式(8)：
               (8)

如果V1和V2两者间的关系式可以被建立，耦合电感器则可以用等效的非耦合电感值来隔离掉，如下式(9)所述：
                          (9)

电感值Leg是按照等效电感值确定的。等效电感值的用途是用数学方法隔离耦合电感器，所以，它们可以比得上非耦合电感器。V1和V2两者间的关系式在一个开关周期内的每个时间间隔期间是不同的，并且，相对应的等效电感值也在开关周期内变化。
对于多相VRM，有两个正电压值对在一个开关周期内的电感器发生作用；Va对应于上层开关的接通，而Vb对应于底部开关的接通，即：
Va=Vin-Vo>0                                  (10)
Vb=-Vo<0
从图6可见，在一个开关周期内，具有总计4倍的时间间隔。V1和V2两者的关系式在每一个时间间隔内是完全不同的。按照电压（伏）—秒的平衡要求，电感器被应用于CCM静态工作期间的每个周期，应该满足D·Va=-(1-D)·Vb。在t1到t2期间：
                          (11)
将方程式(11)代入到方程式(8)，两个耦合电感器的电压与电流的关系式可以用隔离格式描述如下式(12)：

          (12)

参考资料
[1] P. Wong， Q. Wu， P. Xu， B. Yang， and F. C. Lee. Investigating coupling inductors in the interleaving QSW VRM， in Proc. APEC 2000， pp. 973-978.