高性能独立光伏发电系统
摘要： 本文介绍一高性能的独立光伏(PV)发电系统。为使PV发电系统能更具灵活性和推广性，系统后级的功率电路，由高效的升压变换器和脉宽调制(PWM)逆变器组成。在dc-dc的功率变换中，为提高常规升压变换器的转换效率，引入了高效的升压变换器，以与低压的PV阵列并联运行，并对PWM逆变器进行解耦和简化。而且，为对PWM逆变器进行电压控制，文中的自适应全滑模控制(ATSMC)系统，可保持总谐波失真(THD)较小的正弦波输出电压，在输出负载变化的情况下，其电压的变化也较小。此外，还介绍了不带任何光传感器的有效太阳光跟踪器，可使PV模块直接面向太阳，以捕获最大的（光）辐照度和提高系统的效率。文献[1]中给出的试验结果，证实了高性能独立光伏系统的高效升压变换器，PWM逆变器控制以及有效太阳跟踪器的有效性。
1 引言
由于大气中废气的排放和CO2量的增加，致使地球变暖。上世纪全球表面的温度已以接近0.6°/百年的速率上升[1][2]，能量的供给和使用，不仅关系到地球的暖化，而且涉及到例如空气污染、酸的沉淀、臭氧耗尽、森林毁灭，以及放射性物质的辐射等环境忧患问题。为避免产生这些后果，一些潜在的解决措施已开始启动，包括经过改善能效的能量储存，减少石化燃料的利用和增加有利环保的能量供应。近年来，由清洁、有效、无环境污染的能源输出能量，已成为工程师们和科学家们的主要任务。其中，光伏(PV)发电系统在调研时引起了很大重视，因为它似乎是解决环境问题的可能途径之一 。
最近，具有高电压增益的dc-dc变换器，在很多工业应用中已成为普遍需要。例如在清洁能源的前端区段，不间断电源的直流后备能量系统，汽车头灯用的高强度放电(HID)灯，以及电信工业的应用。常见的升压变换器甚至在极端占空因数时也不能提供这么高的直流电压增益；它还可能导致严重的“反向回复”和增大所有器件的定额。在这种情况下，转换效率会降低，电磁干扰(EMI)问题会加重。过去10年中，为了提高转换效率和电压增益，已研究过很多改进型的升压变换器拓扑。虽然，变换器设计中利用了电压箝位技术操作，以克服高电压级应用中输出二极管的严重反向回复问题，但仍存在过大的开关电压应力，且辅助开关的接通时间将限制电压的增益。文献中研究了一种新颖的耦合电感器变换器策略，以便用一简单的电感器来提高常规升压变换器的电压增益和处理电感器的泄露问题及常规变换器中变压器的去磁问题。本文，介绍了高效率的升压变换器拓扑的升压，以及利用dc-ac逆变器时PV模块输出直流电压的稳压。
微电子学和功率器件的发展，使得工业中广泛的应用PWM逆变器。PWM逆变器的基本机理是通过逆变器、LC滤波器组合，将直流电压转换为正弦的交流输出。由总谐波畸变(THD)，瞬态响应和效率来评定性能。这样，过去10年来对PWM逆变器的闭路调节寄予了很多关注，以便在不同负载情况下达到良好的动态响应。例如：线性控制，栅极电流控制的观测器，基于Lyapunnov的控制，滑模式控制(SMC)等等。
一般，PV模块的输出功率大体上按照不同的光辐射而变化。例如，在郑州一年中最大的平均光照方向是朝南，相应的倾角为34.72°，因而很多PV模块均按这一位置安装。但按此方式不能持续地捕获最大的光辐射量（辐照度），故光伏发电性能不能有效地改善。最近，很多研究者致力于有关太阳跟踪系统的研究，通常的太阳跟踪器在PV板的端部装有光传感器，当来自不同光传感器的反馈信号相等时，这意味着PV板正面对着太阳，在这一相应位置具有最大的光辐射。遗憾的是光传感器起始的校核和调正是很费时的，且在不同的操作条件下装置的性能容易改变。为了克服上述缺点，本文介绍的无光传感器有效太阳跟踪系统，它是利用PV模块开路电压正比于相应的（光）辐照度这一特性，而使PV板尾随着太阳的直照方向。
本文重点介绍的高性能独立光伏发电系统[1]，它包含三个主要部分：高效率的升压变换器，带ATSMC（自适应全滑模控制）的PWM逆变器，以及有效的太阳跟踪器。首先，有效太阳跟踪器应设计成能捕获最大的光辐射量和功率；然后是高效率升压变换器，应能将有效太阳跟踪器所捕获的功率转换成稳定的直流源；此外，带ATSMC的逆变器，再将升压变换器的这一直流电压源输送至交流电压源而独立利用。
本文共分成7节，接下来的第2节介绍高性能独立PV发电系统的整个结构布局及关键部件，这是一个要求电压控制的独立光伏应用。然后第3节，叙述高效升压变换器的系统结构及运行原理。在第4节，为简化下一步要开发的ATSMC，介绍了PWM逆变器的平均动态模，以确保相应的输出功率质量。此外。第5节进一步提出有效的太阳跟踪器，以提高系统的性能。第6节完成的试验结果，验证了所开发光伏发电系统的有效性和适用性。最后第7节给出一些结论性意见。
2 系统概述
本文提出的高性能独立光伏(PV)发电系统，其整个结构布局如图1所示。该系统主要由PV模块、有效太阳跟踪器、高效率升压变换器、全桥逆变器、系统控制器以及输出负载组成。对于常规的光伏发电系统[2、3、4]与本文所提出的解决方式之间存在的差别详述如下：
由于光伏效应，PV板的电压较低，而有较高输出电压的PV阵列又难于制造，且当任何单个PV板失效时，PV阵列可能出现故障。此外，涉及负荷的变化，相应的输出电压(Vpv)容易变化。为满足高电压的要求，作为高性能独立光伏发电系统中主要部件之一的dc-dc变换器，需要具有高的电压增益。本文的高效率升压变换器，能减少PV板的串联数目，为逆变器利用时维持一恒定的直流母线电压(Vd)，以及能为dc-ac逆变器的控制设计解耦与简化。
有4个功率半导体和低通滤波器的单极PWM全桥逆变器，被视同为dc-ac功率变换器电路，以满足交流电源的要求。因为PWM逆变器控制着由dc电压源转换为ac电压源的性能，故PV发电系统ac输出波形的质量，与PWM逆变器的性能密切相关。这样，在此逆变器中藉4个功率半导体开关的切换，引入了ATSMC系统[2]，在变动的输出负载下，以较低的总谐波畸变(THD)和较少的变化，保持着正弦波的输出电压(Vo)。在以前出版的文献中，未发现电力电子控制中ATSMC系统研制与应用的有关报道。
一般来说，PV模块的输出功率大体是按不同的光辐照度而变化的，为了进一步提高独立PV发电系统的性能，由同步电动机操作的有效太阳跟踪器，是基于PV模块的开路电压而研制的。跟踪系统保持PV板正面朝向太阳，这就可改善原固定式PV模块的发电效率。与带光传感器的常规太阳跟踪器对比，能节约成本。而且，因有效太阳跟踪器中，PV模块的开路电压要求简单，这一方式不必改动原光伏发电系统的电路结构。
文献1中的PWM逆变器控制和有效太阳跟踪系统，均利用写入系统控制器中的Turbo C语言执行，也即，基于数字信号处理器(DSP)开发模块。这一开发的模块有一德克萨斯州的TMS320LF2407A中心处理单元(CPU)，并带计算模块，16通道10位A/D（模拟/数字），4通道12位D/A转换以及可编程的I/O（输入/输出）口。该CPU有40MIPS，16位固定点DSP芯片，16PWM通道，4个一般用途的定时器和2个编码器通道。PV发电系统中主要部件的功能，在以下章节中详细介绍。
3 高效的升压变换器
高效升压变换器的总体结构示于图2，图中共有七个部分，包括PV模块输入电路、原边电路、副边电路、无源的再生缓冲电路、滤波电路、直流输出电路与反馈控制机构。在这一结构中，带低压定额开关的耦合电感器，用于开关无论接通或断开时提高电压增益；而无源的再生缓冲电路，则用于吸收离散电感的能量。这样，开关的占空比可在宽的范围内操控，且相关的电压增益，高于其他基于耦合电感器的变换器的增益。此外，在此结构图中的全部器件，还具有箝位电压的特性，器件的电压应力相对小于输出电压的。因此，可选择低电压、低导通损耗的器件，且在此电路中的二极管内无反向回复的电流。同时，在负载变化情况下，可利用闭路控制方法以克服电源电压的漂移问题。结果，这一变换器拓扑，能增加带一个电感器的常规升压变换器的电压增益。而对基于耦合电感器的变换器，则又能处理电感器的泄漏及变压器的去磁问题。
主要的表示符号摘要说明如下：Vpv和Ipv表示直流输入电压和电流；CIN为光伏模块输入电路的输入滤波电容；L1和L2分别代表耦合电感器(Tr)原边和副边的单个电感器；Q是原边电路的开关；Vd*和TQ为反馈控制机构中的输出电压指令和触发信号；C1、D1和D2代表无源再生缓冲电路中的箝位电容器、箝位二极管和整流二极管；C2为副边电路中的高压电容器；D0和C0是滤波电路的输出二极管和滤波电容器；Vd和Id表示直流输出电路的直流电压和电流。
图2中的耦合电感器，可作为理想变压器，磁化电感器(Lm)和漏磁电感器(Lk)来建模（建立数字模型）。这一理想变压器的匝数比(n)和耦合系数(k)定义为：
n=N2 / N1 (1)
k=Lm / (Lk+Lm) (2)
式中N1和N2，分别为原边和副边的绕组匝数；VDS、VLm、VL2和VLK，分别代表开关上的电压、理想变压器原绕组与副绕组上的电压、以及泄漏电感器上的电压；而耦合电感器的原边电流(iL1)，由磁化电流(iLm)和原边感应电流(i1)组成；副边电流(iL2)，由原边感应电流经过理想变压器形成，且其值关系到匝数比(n)。此外，为了简化电路分析，开关(Q)和所有二极管(D0、D1、D2)的导通电压降均忽略不计。
按文献详述的电路分析，高效率的升压变换器的电压增益(GV)，以及相应的开关电压(VDS)可表示如下：
(3)
(4)
式中D-开关(Q)的占空因数。因为电压增益(GV)对耦合系数(k)的敏感性小，以k=1，式(3)和(4)可改写为：
GV=(2+n)/(1-D) (5)
υDS=VPV/(1-D) (6)
按照式(5)和(6)，可得到：
υDS=Vd/(n+2) (7)
通过对式(7)的分析，如输出电压(υDS)和匝数比(n)固定的话，开关电压(VDS)与输入电源(VPV)和开关的占空比(D)无关，故能确保开关(Q)的最大可保持电压是恒定的。只要输入电压不高于开关的额定电压，高效的升压变换器，即使在电压变化大的情况下，也能很好的应用到低压的PV（光伏）电源。同时，它能对PWM逆变器的控制设计解耦和简化。
4 PWM逆变器控制
4.1 动态模型描述
图3 所示为PWM逆变器的结构图，包括4个功率半导体和1个低通滤波器。图3中，rLf和rCf是低通滤波器中电感器(Lf)和电容器(Cf)的等值串联电阻；ZL为输出负载；υAB、υCf和υo，分别为全桥逆变器的输出电压、滤波电容器上的电压和负载电压；iLf、iCf和io，分别为滤波器电感电流，滤波器电容电流和负载电流；电流源(iLd)力求超过由负荷变化引起的干扰。按一般的分析，在此PWM逆变器结构中可作出以下假定：(1)rLf和rCf值足够小，可忽略；(2)传导损耗和开关损耗为零，因所有的功率开关假定为理想器件；(3)开关接通和断开状态之间的延迟时间足够小，可忽略不计；(4)因开关频率比系统的动态频率高的多，控制信号和I/O电压均取常数值。
注意，虽然上述假定能同时证实所设计逆变器控制系统的合理性，但实际应用时，在(1)~(4)假定中相应元件的真实效果仍存在。
由于在单极PWM开关切换中正半周和负半周的对称特性，正半周时的动态方程，能用状态-空间平均法及线性技术表示为：
iLf = (DiVd-υCf) / Lf (8)
υcf= (iLf+iLd-i0) / Cf (9)
υ0 = υCf (10)
式中Di为开关周期中开关TA+和TB-的占空比；占空比和功率增益可定义为：Di = υcon/υtri和kPWM=Vd/υtri；式中υcon为正弦控制信号，而υtri为三角形载波信号(υtri)的幅值。PWM逆变器的动态方程则表示如下：
(11)
通过式(11)的拉普拉斯变换，PWM逆变器的等值动态模型如图4所示。图中的S是Laplace算符。
藉选择交流输出电压(υ0)作为系统状态，控制信号(υcon)为控制输入，式(11)可改写为：
(12)
式中x(t)=υ0，u(t)=υcon，ap=-1/(LfCf)，bp=KPWM/(LfCf)，cp=-1/Cf，z(t)=i0和m(t)=iLd/Cf；apn， bpn， cpn分别表示ap，bp， cp的额定值；Δapn，Δbpn，Δcpn表示系统参数的变化；w(t)称为集总不确定性，并定义为
w(t)=Δapnx(t)+Δbpnu(t)+Δcpnz(t)+m(t) (13)
这里，集总不确定性的界限假定为：
|w(t)|≤ρ (14)
式中|•|为绝对值的算符，而ρ是给定的正常数。
4.2 ATSMC系统
PWM逆变器控制的目标是：在可能产生系统不确定性时，强迫系统状态(x=υ0)跟踪参考数输出电压(xd=υcmd)。图5所示ATSMC系统，被引入PWM逆变器的电压控制。这里的控制误差选定为e=x-xd=υ0-υcmd，滑动表面（可调面）定义为
(15)
式中e=|e e|T；，式中的k1和k2为非零的正整数。函数C的设计应满足的条件，e0为e(t)的初始状态。
ATSMC系统分为三个主要部分。第一部分是对性能设计的选址，目的是按指定的模型介定所需的性能，而这涉及到作为原始资料的模型设计(ub)，接下来的第二部分是：抑制控制器设计(uc)，旨在全部消除因参数变化和外部干扰导致的不可预测的干扰效应，以便确保原始资料的模型设计性能。最后第三部分是自适应的观察设计(ρ)，以消除集总不确定性的上限，和在抑制控制器时，因保守的恒定控制增益选择不当而引起的振颤现象得以衰减。
ATSMC系统的整个控制方法概括于下面的理论中。
理论：如果式(12)表达的PWM逆变器系统，是带自适应观察设计[式(19)]的、由式(16)~(18)描述的三部分ATSMC系统所组成，则能确保用于PWM逆变器电压控制的ATSMC系统的稳定性。
u=ub+uc (16)
ub=-bpn-1(apnx+cpnz-xd+k1e+k2e) (17)
uc=-ρ(t)bpn-1sgn[s1(t)] (18)
(19)
式中λ为正常数
按照Lyaponov分析，该控制系统的稳定性可确保，理论的证明，在此省略。
5 有效的太阳跟踪系统
因为太阳的运动是缓慢而单调的，倾角变化范围在±10°以内。为了简化机械结构，勿需去调节PV板的倾角，利用单轴方向的控制，PV板能即时达到集中最大光照的目的。目前，在河南森源集团公司郑州高科技产业园建立的光伏发电系统中，与上海交大合作开发的太阳跟踪系统外观图如照片1~4。文献[2]中的PV发电自动跟踪系统，利用装在太阳电池方阵上的传感器，光线方向一旦发生细微改变，则传感器失衡，系统输出信号产生偏差，当偏差达到一定幅度时，传感器输出相应的信号，执行机构开始进行纠偏，使光电传感器重新达到平衡——即由传感器输出信号控制的太阳电池方阵平面与光线成90°角时停止转动，完成一次调整周期。如此不断调整，时刻沿着太阳的运行轨迹追随太阳，构成一个闭路反馈系统，实现自动跟踪。本文，推出的太阳跟踪系统则是以PV模块的开路电压信息，实现对太阳的跟踪。借助一同步电动机操作有效太阳跟踪器。该有效太阳跟踪器的相应控制流程图（程序图）示于图6。
图6中，Voc[n]和Voc[n-1]，代表现在的和先前的开路电压；ΔVoc为开路电压的变化。因为太阳仅由东向西运动，PV板在时间tr，从控制过程开始顺时钟旋转一单位角度，以干扰相应的开路电压。这样一来，通过观测开路电压的变化趋势，可调节旋转方向，以捕获更多的光辐射量，因PV模块的开路电压正比于相应的光辐射量（辐照度）。如果Voc<0时，PV板在时间tr内反时钟旋转一单位角，也即，它又返回到原来的位置。此后，控制过程将等待一段时间tw，以进一步确定ΔVoc是否减小、消失。如果在ΔVoc=0情况下，控制过程还要等一时间tw，再接着下一次的顺时钟旋转。注意等待时间的作用是有利于减少向前、向后运动中的功率消耗。按照上述的作用原理，可实现有效太阳跟踪系统的控制目的。
6 实验结果
通过以下的实验结果，验证了高效性能独立光伏(PV)发电系统中的高效率升压变换器、PWM逆变器控制及有效太阳跟踪器的有效性和可靠性。
6.1 高效率升压变换器的实验结果
为了证实高效升压变换器的有效性，由6个75w的PV模块组成的输入边，并联连接作为低压电源。PV模块是由MOTECH公司制造的（F-MSN-75w-R-02），单个PV模块在标准情况下(1Kw/m2，25℃)的技术条件是：额定功率=76.78w，额定电压=17.228V，额定电流=4.4567A，开路电压=21.61V，短路电流=4.9649A及PV效率=11.92%。
试验中，所设计的高效升压变换器，开始由PV模块可变的直流输入到提供恒定的直流输出，Vd=200V。假定开关电压的最大值箝位在34V，按照式(7)，匝数比n=[Vd/VDS(max)]-2≌4。在实际应用中，如最小输入电压假定为10V，则由式(6)，相关的占空比D≌0.7是合理的。为了解决PV模块的输出电压随负荷而变化的问题，利用这一带电压反馈控制的变换器，以确保系统的稳定性。而为了实现这一反馈控制目的，采用了PWM控制IC（集成电路）。介绍了具有以下技术参数的原型（样机），并可说明第3节给出的设计程序。
开关频率：fCS=100kHz；耦合电感器：L1=9uH，L2=143uH；N1∶N2=3∶12，k=0.97，EE-55铁芯；电容器：CIN=3300uF/50V，C1=6.8uF/100V，C2=1uF/250V，C0=680uF/450V；开关(Q)：IRFP2907(75V/209A)；二极管：D1-肖特基二极管SR2060，TO-220AC(60V/20A)，D2、D0-肖特基二极管SB20200CT，TO-220AC(200V/20A)。320W输出功率的高效升压变换器，其试验电压和电流的响应特性示于图7。由图7(a)，开关电压(υDS)被箝位在34V，这比输出电压Vd=200V小得多。而开关电流(iDS)曲线近似于方波。因此能进一步减小开关(Q)的传导损耗。观察图7(b)和(c)，原边电流(iL1)停留在30A左右，这样，对L1=9uH仅需要一较小的铁芯容量。按照图7(d)~(j)，所有二极管（D0、D1和D2）的逆向回复电流均能有效地衰减；而箝位电容器(C1)和高压电容器(C2)的电压，均接近恒定值。因而这能衰减逆向回复问题和展现箝位电压的效果，以进一步提高转换效率。图8所示，概括了不同输出功率下，高效升压变换器的转换效率试验值。从该图中能看到，小功率时的转换效率在95%以上，最大效率超过96.5%，这比常规变换器的效率更高。
6.2 PWM逆变器控制的试验结果
PWM逆变器设计的电路元件由：(TA+，TA-，TB+，TB-）IRFP460(500V/20A)；Lf=7.5mH和Cf=26.8uF/250V；参考输出电压(xd=Vcmd)整定为交流110Vrms，60Hz；开关频率为fis=20kHz；PWM逆变器设计中ATSMC系数的参数是：
k1=2.49，k2=830，λ=1.66 (20)
ATSMC系统全部参数的选取是考虑到稳定性要求，以实现最佳的瞬态控制性能。为了安全计，因在ATSMC系统中仅控制电压，故应将无源的或有源的电流限制，引入PWM控制设计中。本文，无源的电流限制元件（也即，带适当电流容量的保险丝），装在PWM逆变器的输出端。为显示抑制控制器的必要性，图9给出带固定电阻负载(R=100Ω)的高性能独立光伏系统的实验结果。图9(a)为PWM逆变器有BMC（原始数据模式控制）的结果；图9(b)为PWM逆变器有ATSMC系统的结果。很明显，THD较小的ATSMC控制性能比BMC的控制性能更优。
在阶跃式负载变化情况下，为检验负载变化的效果，给出了PWM逆变器带ATSMC系统的高性能独立PV发电系统的试验结果。图10(a)，电阻负载由轻载（R=300Ω）向重载(R=100Ω)变化；相反，图10(b)表示由重载(R=100Ω)向轻载(R=300Ω)变化。从图中可以看见，PWM逆变器ATSMC系统的控制性能对突变的负载不是很敏感。为了进一步验证PWM逆变器ATSMC系统的有效性，图11给出在不同负载性质的情况下的试验结果，包括RC负载；RL负载和带有RC负载的整流器。通过对图11的观察，输出电压(Vo)几乎是紧随着参考的输出电压(Vcmd)且在不同负载下PWM逆变器的THD均小于5%，完全满足工业应用中谐波标准的要求。
6.3 有效太阳跟踪器的试验结果
为通过实际的试验来验证太阳跟踪系统的有效性，由TUSHING公司制造的同步电动机操作的单一PV模块，形成有效的太阳跟踪器。相应的旋转角为3°/S。大气环境是：太阳的辐照度67mw/cm2，模块温度30℃（2005年10月5日，台湾当地时间下午3：00记录的数据）。利用DSP以1ms的取样间隔，执行图6所示的控制流程，有效太阳跟踪系统的参数如下：
Tr=2s，tw=30s (21)
这里，检验了两种光辐照度情况：一为正常情况；另一为在PV板上突然放一块塑料板的遮光情况；图12为带有效太阳跟踪器的高性能独立PV发电系统在上述两种情况下的试验结果。因12(a)，当有效太阳跟踪器开始转动PV板时，开路电压由Voc=18.5V增加到Voc=20V。结果输出功率增加。图12(b)，因出现了34s的遮光，开路电压突然下降，结果，PV板又返回原来的位置，等候一段时间，当开始试验至62s时，遮光消除，PV在等待时间以后再次旋转，以跟踪太阳光照方向，使开路电压升高至稳定状态。根据图12中的试验结果，可完美的实现有效太阳跟踪器的预期目的。而且这一简单的有效太阳跟踪机构能用作为控制器，以便进一步对大规模PV发电系统的PV阵列，提供可调节的指令。
7 结论
本文阐述了一种高性能的独立光伏(PV)发电系统。该发电系统的高效升压变换器，PWM逆变器控制和有效太阳跟踪器的效果，已通过实际的试验验证。按照试验结果，高效升压变换器的最大转换效率超过96.5%，比常规变换器的效率高；而且，PWM逆变器的输出电压几乎保持着正弦波形，在不同负载下相应的THD值小于3.2%，满足工业应用中谐波标准的要求。此外，基于PV模块开路电压的有效太阳跟踪器的操作，改善了固定安装式PV模块的发电效率；节约了带光传感器的常规太阳跟踪器的成本。上述的高效dc-dc变换器设计，具有较大的电压增益，良好的交流功率控制质量以及最大的阳光辐照度。虽然，研发的高性能PV发电系统属于独立（离网）应用，但它能进一步并入最大功率点跟踪(MPPT)，并改进电压型PWM逆变器控制为电流型的，已形成联网的发电系统。
参考文献
[1] Rong-Jong Wai，Wen-Hung Wang and Chung-You Lin，High-Performance Stand-Alone Photovoltaic Generation Systerm . IEEE. TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS，VOL.55，NO.1，2008.240-249
[2] 郭忠文，太阳能光伏发电自动跟踪系统，“太阳能”2008，NO.6，36-37
[3] 冯垛生 主编，太阳能发电原理与应用，北京：人民邮电出版社，2007
[4] 沈辉，曾祖勤等，太阳能光伏发电技术，北京：化学工业出版社，2005
作者简介
邓隐北（1937- ）男，江西萍乡人，华中理工大学5年本科毕业。原郑州大学机电工程学院院长，研究员，现任森源电气公司技术顾问。
周保臣（1963- ）男，河南郑州人，高级工程师，主要从事风力发电研究。
王 雷（1979- ）男，河南郑州人，工学硕士，工程师。
暂无评论