摘要：  这篇文章提出了一种适用于高压直流(DC)输入航空静态逆变器的高效率DC-DC变换器。这种DC-DC变换器是由对偶的两个晶体管正激DC-DC变换器(TTFC—Two-Transistor Forward DC-DC Converter)和单一的高频变压器耦合组成的。零电压开关(ZVS)是由高频变压器初级引入固有的漏电感实现的。文章对所提出的变换器的工作原理、输出特性和ZVS条件进行了分析。指出了用2kW 100kHz样机得出的实验结果。在满负荷时测量得出的效率为95.93%。

关键字：  变压器，电感器，变压器，电感器，

1 引言
随着航空工业和电力电子技术的发展，由于高压DC输入航空静态逆变器的优良电性能，它们已被广泛采用。高压DC输入航空静态逆变器是把270VDC电压变换为115V/400Hz AC电压的配套装置。它被要求具有高的可靠性，小的体积、轻的重量，良好的维修性能和电气性能。正常情况下，航空静态逆变器是由两级电气隔离的DC-DC变换器和DC-AC逆变器组成的。因为其样机具有低的开关应力、高的可靠性以及对高输入电压和高功率应用具有方便的控制对策，故交织的双晶体管正激变换器(TTFC)被广泛地采用。然而，这种样机也存在高频变压器的硬开关和在单一象限工作的缺点。
这篇文章提出了一种适用于高电压DC输入航空静态逆波器的高效率DC-DC变换器。所提出的变换器是由如图1所示的对偶TTFC组成的。两个相同的TTFC被连接到并联的并与采用两个初级绕组和两个次级绕组的单一高频变压器耦合。因为它在初级侧仅包含两个空转的二极管。该TTFC仅需要一个变压器，并且，与传统的交织TTFC比较，其变压器的体积减小了。变压器的磁通双向地摆动，而所使用的变压器磁心增大了。变换器工作在几乎单一的固定的占空比，而所有的开关工作在50%左右的占空比。根据实验结果，在开关期间的任意有效部分的负载电流，都从来没有完全从输出滤波器输出。因此，在通常的电感器/电容器组成的输出滤波器中的电感器可以被拆除掉。因为输出滤波器中的电容箝位，在次级整流二极管中不存在电压振荡和电压尖峰信号。变换器的漏电感被用来获得零电压开关(ZVS)，为此实现了TTFC的高功率密度和高效率。
在这篇文章中，首先介绍了所设计的变换器工作原理并作了分析。其次，一些重要的性能将在正文中加以阐述讨论。最后，指出了所提供变换器拓扑的实验结果。
2 提出的变换器的工作原理
在半开关周期内，开关模式的主要波形和等效电路图分别示于图2和图3。提出的变换器之半开关周期可以被分成五个阶段。以下假设构成所提出变换器的简化分析：
①电路工作在稳定状态；
②具有整流二极管和寄生电容量CS1=CS2=CS3=CS4=CS5的MOSFETS被认为是理想的开关，除了整流二极管以外，所有的二极管被认为是理想的，它们等效于理想二极管和结电容器CD3=CD4=CD。
③变压器的两个初级绕组存在漏电感Lr1=Lr2=Lr。
④变压器的匝比是n=NP：NS，在此NP=NP1=NP2；NS=NS1=NS2。
变换器半开关周期的五个阶段为：
(1)模式1（t0之前）（图3(a)所示）：在t0以前，主开关S1，S2和次级整流二极管D3导通。空转的二极管D1和D2保持导通。在正方向上，磁化电流增加，而来自输入电源Vin的电能通过初级绕组NP1转换到负载。
(2)模式2(t0， t1)（图3(b)所示）：在时间t0，由于CS1和CS2的作用，随ZVS，S1和S2同时地被断开。在这之后，电容器CS1和CS2开始充电，而CS3和CS4随时间线性地放电。空转二极管D1和D2保持导通。在S1和S2上的电压减小到零而S3与S4上的电压增大到Vin时，此阶段结束。
                       (1)
                      (2)
              (3)
         (4)
式中，IP是在时间t0时，绕组NP1中的电流。

(3)模式3(t1， t2)（图3(c)所示）：时间t1，主开关S3和S4的整流二极管DS3和DS4是导通的。在这个时间，S3和S4可以与ZVS导通。流经漏电感Lr1iLr1的电流线性地减小，流经漏电感Lr2iLr2的电流线性地增大并经过空转二极管D1和D2。在iLr1等于iLr2时，二极管DS3、DS4和整流二极管D3同时断开。
                     (5)
                   (6)
(4)模式4(t2， t3)（图3(d)所示）：在时间t2，整流二极管D3断开，变压器绕组的电压开始反转。在这个时间间隔期间，漏电感Lr1和Lr2与整流二极管D3和D4的结电容构成谐振。CD3充电而CD4放电。在CD4充分地放电和D4导通时，这个阶段即结束。
           (7)
ucd3(t)=2Vo(1-coswr2 (t-t2))                         (8)
ucd4(t)=2Vocoswr2 (t-t2)                             (9)
式中，；
(5)模式5(t3， t4)（图3(e)所示）：在时间t3，整流二极管D4开始导通。在负方向的磁化电流增加，而来自输入电源Vin的功率通过初级绕组NP2变换到负载，iLr1线性地减小和iLr2线性地增大。在S3和S4断开时，这个模式完成。下面一个半开关周期的运作是与这一个半开关周期的运作对称的。
                   (10)
                (11)
3 理论分析
3.1 输出特性
本文提出的变换器开关工作在大约50%的占空比。输出电压与负载和输入电压有关。简化的等效电路如图4(a)所示。
在S3和S4导通时，次级绕组NS2的电流波形如图4(b)的图解。
根据图4(a)所示的等效电路，我们可以得到：
                              (12)
将式(7)代入到式(12)，得出：
                    (13)
3.2 提出的变换器之ZVS条件
a. 所设计的变换器可以达到零电压开关(ZVS)的工作条件为：
(1)在模式2时，电容器CS3和CS4必须放电到零，从方程式(4)，我们可以推导出：
                               (14)
从图4(b)中绕组NS2的电流波形，我们可以得到：
IP=n(2Io-Is)                                (15)
式中，Io是输出电流。
将式(15)代入到式(14)，并联立式(7)，可求得：
                      (16)
从式(16)可见，在输出电流Io和电感值Lr都较大时，可以容易达到零电压开关(ZVS)。但是，增加电感Lr的量值将导致输出电压的下降。在实验中，输出电流Io大于4A时即可达到ZVS。
(2)在所有的开关被断开时的死区时间Toff，必能给出下式：
(t1-t0)≤Toff(t3-t0)                            (17)
联立式(4)、(7)、(15)和式(17)得出：
             (18)
4 实验结论
为了检验所提出变换器的工作原理，实验室的样机由下列参数构成：
输入电压：Vin=270V；输出电压：Vo=180V；
额定输出功率：Po=2kW；主开关S1~S4：IXFK48N50；
整流二极管D3和D4：DSE 160-10A；
空转二极管D1和D2：DSE 160-06A；
变压器磁心：成对EE55型铁氧体磁心；
匝比：NP1：NP2：NS1：NS2=16：16：11：11
漏电感值（包括额外的系列电感值）：Lr1=Lr2=5.4μH；
输出滤波电容器：Cf=470μF；
开关频率：fs=100kHz；
负载比率恒定在0.48。
图5显示了在2kW输出条件下所设计变换器的实验波形。图5(a)所示为门驱动信号Vgs1和消耗在S1的电源电压Vds1。我们从图5(a)可以看到，主开关S1因ZVS被导通。图5(b)的图解为S1的门驱动信号，初级绕组NP1的电流。图5(c)示出了S1的门驱动波形和整流二极管D3的电压波形，它图示了由输出电容器箝位的次级绕组的电压。
提出的变换器之效率曲线示于图6，人们从图6中可以看到在全负载状况下，该变换器的效率约为95.93%。
5 小结
本文提出了一种适用于高压DC输入航空静态逆变器的高频DC-DC变换器。通过实验，显示出所提出的变换器具有如下特性：
(1)提出的变换器在初级侧仅需要一个高频变压器和两支空转的二极管，使其拓扑很简单。
(2)这种变换器工作在几乎单一的占空比，以及开关的ZVS是随初级漏电感的作用实现的。
(3)因为输出滤波电容器的箝位，在次级整流二极管中不存在电压振荡和电压尖峰信号。
(4)这种变换器很适合用于高压DC输入航空静态逆变器。
参考资料
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资料源于《电源网》