摘要：  为了提高客车DC600 V供电电源的功率因数，减小输出电压的波动，对主电路提出了基于"二极管不控整流+IGBT降压斩波"的设计、通过对主电路的PSIM仿真，表明该电路能够大幅提高DC600 V电源的功率因数，而且使输出电压稳定在600 V左右，达到了设计目的，能满足对客车供电的质量需求，保证用电设备的正常工作。

关键字：  电源，逆变器，电感，电容

目前，在电气化区段，列车供电系统，由装在机车(拖车)内的客车供电装置将接触网、受电弓送来的的25 kV单相交流电，经降压整流，滤波成600 V直流电压，提供DC600 V电乐等级的列车供电母线。各空调客车通过配电柜供电选择开关将其中一路600 V直流送入空调逆变电源装置(简称逆变器)及直流110 V电源装置(简称充电器)，分别向空调、电开水炉、冰箱等三相交流电器负载、电视机等单相220 V插座供电，并在给蓄电池充电的同时向照明、供电控制等直流负载供电。

由于现有的客车DC600 V供电电源装置的主电路采用是晶闸管单相半控整流电路，功率因数低，输出电压经常在500~700 V间振荡，电压波动不稳，极易导致客车上的逆变器、充电器发生保护停机或损坏。

本文针对以上问题，对客车DC600V供电电源的主电路提出了"二极管整流+ICBT降压斩波"的技术方案，对主电路进行设计，并用PSIM软件进行仿真分析。

1 客车DC600 V供电电源主电路的设计思路

1.1 技术参数要求

根据客车用电的实际要求，客车DC600 V供电电源应满足以下技术要求。

电源装置的额定输出电压： DC600 V

输出电压波动范围： ±10 V

额定输出功率： 2×40HD kW

额定输出电流： 2×670 A

输出过载电流： 2×≯750 A

1.2 设计思路

现有的客车DC600 V供电电源采用的是单相桥式晶闸管半控整流电路，使得网侧总功率因数波动范围为0.5~0.85，当接触网网压高网压时，网侧总功率因数低至0.5;网侧基波功率因数波动范围为0.65~1，高网压时低至0.65;而且输出电压经常在500~700 V间振荡，电压波动不稳。

在所有的单相整流电路中，二极管不控整流电路的的功率因数恒定为0.9，网侧基波功率因数接近1，相对较高，而且波纹系数小，整流电压为0.9Ud;所以，主电路采用二极管整流桥可有效提高客车DC600 V供电电源n的功率因数。装置的额定输入电压为交流860 V，经过二极管整流后输出的直流电压为774 V，高于客车所需要的600 V，所以还需要降压环节。

另外，该电源的输入电压会随着接触网的网压随时在波动，降压环节的降压比也应该随着变化，因此，采用IGBT斩波电路，通过斩波电路的开通占空比，调节输出电压稳定在600V左右，减小输出电压的波动。所以，对主电路设计了"二极管整流+IGBT降压斩波"的技术方案。

2 客车DC600V供电电源主电路的设计

该DC2600 V供电电源的额定输出功率为2×400 kW，由两组相同的电路构成，每组输出功率为400 kW.两组的电路结构都是一样的，包括预充电电路、二极管整流电路、斩波降压电路、放电电路、接地保护电路、控制单元(包括功率板、控制板、通讯板)、显示和计量电路等构成。下面以其中一组电路为例说明如图1所示。

图1 客车DC600V供电电源主电路原理框图

2.1 预充电电路

为了防止当控制单元获得DC110 V电源，且外部供电申请信号有效时，直接闭合主接触器KM1，交流电源不经过整流电路而通过滤波整流电路造成短路现象，设置了预充电电路。预充电电路输入侧通过输入端子与机车主变压器的单相860 V电源相连。由KM2、F0、D0及R0组成，当控制单元获得DC110 V电源，且外部供电申请信号有效时，先闭合预充电电路的接触器KM2，给电容C1、C2充电，充电完成后闭合主接触器KM1.

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2.2 二极管整流电路

主接触器KM1闭合后，输入的AC860 V经过熔断器F1后，通过二极管V1-V4构成的单相全波整流电路将交流电压变为直流电压，同时滤波电感L1与电容C1、C2构成整流滤波电路，给后续的IGBT斩波降压电路提供直流电源。由于整流电路采用的是二极管整流电路，且滤波电感L1足够大，使得在整个输入电压范围内，网侧基波功率因数接近1.

2.3 IGBT斩波降压电路

接触网的网压在不断波动，使二极管整流电路的输出电压大于标准的直流600 V.为了使电源装置的最终输出电压将为600 V，整流后的直流电压由IGBT斩波降压电路来实现调压。降压电路由大功率IGBT V5~V8、电感L2~L7、电容C5共同组成。IGBT中V5和V6、V7和V8采用交替开关控制方式，其中V5上管和V7下管、V6上管和V8下管同步开关控制。电感L2~L5为换流电感，L6~L7为储能滤波主电感，C5为输出滤波电容。C3与C4主要是用来吸收IGBT的过电压尖峰。

IGBT V5上管和V7下管、V6上管和V8下管开通时，整流后的电压通过电感向输出电容C5充电。IGBT关断时，电感电流通过IGBTV5下管和V7上管、V6下管和V8上管的反向并联二极管续流。通过调整IGBT开通占空比，就可以调整输出电压。控制电路中的主芯片采用UC2825N，为双列直插式的16Pin芯片，其供电电源为DC15 V，芯片有两路脉冲输出。通过控制板内部电路精确而快速的控制，最终将输出电压稳定输出为DC600V.

为保证电源柜效率的前提下尽可能提高IGBT的开关频率，换流电感L2~L5使得IGBT开关损耗大为降低。这样，输出600 V直流电源的品质也大为提高，电压波动可控制在±10 V.

2.4 放电电路

在确认与输入的860 V电源断开的情况下，外部又没有供电申请信号时，设置了专门的放电电路。放电电路由R6和V9组成，外部又没有供电申请信号时，经过一定时间后，控制晶闸管V9导通使产品内部电容的电压在30 s内降低至36V以下。

2.5 接地保护电路

接地保护电路由R7、R8、R9及SV1等组成，当系统直流侧接地电阻小于800 Ω时，接地保护可靠动作(延时2 s);交流侧接地电阻小于2 KΩ欧时，接地保护可靠动作(延时2s)。

3 客车DC600V供电电源主电路的PSIM仿真

3.1 主电路的PSIM仿真电路模型的建立

假设开关元件导通时的通态压降为零，阻断时电阻为无穷大，并认为IGBT导通与关断瞬时完成;而且接触网电压是理想的正弦波，所以将电源装置的输入用正弦交流电源来代替;主电路滤波参数为L=9 mH，C=2 814μF.根据以上假设，建立主电路的仿真模型如图2所示。

图2 客车DC600V供电电源主电路仿真模型

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3.2 主电路的PSIM仿真结果

实际工作中，接触网的网压在不断波动，从而使客车DC600V供电电源的输入电压在1075V~650 V之间不断波动。所以，分别选取输入电压为1 075 V、860 V、650 V 3种情况进行仿真。

1)额定电压860 V时。额定负载，开通占空比D=0.775，波形如图3所示。

图3 输入862V的仿真波形图

2)输入电压1 075 v时，额定负载时，开通占空比D=0.62，波形如图4所示。

图4 输入1 075 V的仿真波形图

3)输入电压650 V时，额定负载，斤通占空比D=1，波形如图5所示。

图5 输入650 V的仿真波形图

3.2 主电路的PSIM仿真结果分析

通过以上仿真波形可以看出，当输入电压在650~1 075 V之间不断变化，调节IGBT斩波电路的开通占空比在1~0.62之间，电路可以使输出电压在10 ms内稳定在在590~610 V之间，输出电压波动在预定的±10 V范围内。达到了预期的设计目标，能满足客车用电的需求。

4 结束语

文中设计的客车DC600 V供电电源的主电路，采用二极管不控整流电路和IGBT斩波降压电路，滤波电感上的电流连续，并且设有有功率因数校正电路，功率因数大幅提高;通过调节导通占空比，使不同输入电压的情况下，电源装置的输出始终稳定在600 V左右，波动值不超过±10 V.很好地解决了现有客车DC600 V电源存在的主要问题，能更好地提高对客车供电质量。