摘要：  趋向于更密集的和更高效的准谐振变换器推动了高开关频率的高效率的变换器能力的发展，由于这个原因，Fairchild's QR PWM变换器因为它们具备的高效率、高开关频率和高功率密度特性，从而引起了人们的高度关注。

关键字：  电感器，变压器

1 引言
趋向于更密集的和更高效的准谐振变换器推动了高开关频率的高效率的变换器能力的发展，由于这个原因，Fairchild's QR PWM变换器因为它们具备的高效率、高开关频率和高功率密度特性，从而引起了人们的高度关注。
这种低成本、高效率器件组成升压变换器的PFC级和单反馈PWM级。这两级都是受单组合控制器正确地进行控制的，见图1所示。
2 PFC级的工作原理
PFC MOSFET的接通顺序由零电流检测决定，因为PFC级工作在边界传导模式，其机理可以从对PFC电感器的辅助绕组检测信息中得到（见图1所示）。因为检测到的电压信号低于触发的电压，PFC级将被连通到起始的新的开关周期，参见本文中的方程式。
关于断开的顺序，传统的方法是采用固定的按时控制。在稳定状态时，存在一个开关周期，输入电压Vg可以视为不变的。如在图2中所示，当MOSFET Qb切换时，电感器电流向下或向上线性地倾斜，而峰值可以表述如下：
在稳定状态下，1/2的交流电压变换时间内，PFC输出电压的反馈信号几乎是常量，这样，固定频率的锯齿波发生器得到固定的按时控制。所以，根据固有的PFC原理，iL，peak将自动地跟踪输出电压Vg。图3示出了在1/2的交流变换周期内的典型电感器电压波形。利用电感器电流的三角波形的平均面积，则可以从方程式(1)导出平均电流值iL，avg，并表述如下：
按时间固定控制存在的问题是误差放大器的狭窄带宽导致微弱的暂态响应。为了改善这个问题，一种多矢量误差放大器被嵌入超导型控制器中。PFC输出电压是由R1和R2组成的外部电压分压器决定的（见图4所示）。PFC的输出电压变量偏移达到超过参考电压Vref的6%或者低于参考电压Vref的8%时，放大器调节它的输出使其下降或者调节电源电流以增加回路响应和简化补偿电路。
用电路内部产生的锯齿波形电压与误差放大器的输出电压比较，来确定PFC门电路的导通时间（请见图5所示）。正常情况下，在输入电压的一个交流周期内，存在较低反馈电路带宽，PFC门电路的导通时间变化将是很小的并且几乎是恒定的。所以，PFC电路工作在轻负载时，通常是存在一些缺点的——如零交替失真，使得输入电流波形变畸并让系统的总谐波失真(THD)变得更糟。
在轻负载，尤其是存在高输入电压时，固有的THD可被改善成为优化的THD。优化的抽样电压跨接在电流感应电阻器的两端，而抽样电压则附加在锯齿波形上（见图5所示），用以调节下一个开关周期的导通时间。根据测试结果，在交流(ac)输入电压曲线谷值附近的补偿PFC's的导通时间要比原先的导通时间长一些，而在峰值电压左右的PFC导通时间则比原先的导通时间短一些。图6示出了PFC MOS的时间顺序和电感器电流的波形形状。图7所示为以上两个固定的导通时间原理之间的差别，但在半个交流周期内的优化THD除外。
3 PFC级的保护功能
采用交流电压检测，控制器可以实施交流欠电压保护。交流输入电压是用电阻分配器和RC滤波器检测的（见图1所示），这样，被滤除的信号正比于交流电压电平。在去除反冲时间周期之后的交流电压下降的时候，欠电压保护电路被启动以及误差放大器的输出电压Vcomp则被箝位在低电平。
因为PFC开关的功能是用比较的锯齿波形和Vcomp进行检测的（见图5所示），低的Vcomp电压导致更小的PFC导通时间。因此，能量集中到一点将受到限制，并且PFC的输出电压将下降。反馈的PFC输出电压Vinv低于门限电压的时间，控制器将立即停止所有的PFC和PWM开关单元VDD（电源模块）的工作，使电压下降到断开电压，然后再上升到导通电压。一旦交流输入电压返回到正常值以及VDD达到导通电压值，开关的工作将返回到正常状态。
4 PWM级的工作原理
PWM的接通顺序是由曲线谷值检测决定的。在PWM断开的时间期限内，变压器/电感器的电流放电到零的时候，PWM电路中的变压器/电感器和寄生电容将产生切换振荡。因为辅助绕组中的电压是从初级绕组耦合得到的，所以，在PWM上的电压耗尽、开关脱落的时候，跨接在辅助绕组两端的电压Vaux也将成正比例地下降。
一旦Vaux产生振荡并且跌落到负值，控制器（见图8所示）将把内部的电压VDET箝制在一个低电平Vclomp和低输出电流iDET。iDET的量值正比于Vaux的幅值。曲线谷值的检测值iDET与门限电平比较，如果iDET上升到超过门限电平，则PWM门电路将被触发启动。
PWM的切断顺序是由输出返馈电压VFB和PWM MOS FET的感生电流决定的。返馈电压正比于输出负载。一旦感生电流信号达到VFB，则PWM MOSFET将被切断。
如上所述，一旦第一个曲线谷值信号被检测出来，PWM将启动一个新的开关周期。但是，输出负载被减小的时候，变压器的能量也是减小的。故在轻负载时，在磁化电感器的放电时间内将导致非常高的开关频率。
依赖返馈电压VFB，借助调节开关频率的断开时间调制技术被用来解答这个问题，输出负载减小时，VFB变得较低，这就从本质上延长了PWM最小延长断开时间toff-Min（见图9所示）。最小的断开时间toff-Min可以用来评估两个曲线谷值之间的间隔。在toff-Min之后，一旦曲线谷值信号在辅助绕组上被检测出来，PWM的门脉冲信号将被传送出去启动一个新的开关周期。[#page#]
根据频率调整曲线，在轻负载时，电源系统可以实现延伸最小电流开关并降低开关损耗。按照图9所示，在VBF值低于VG时，toff-Min被延伸到tb，因此PWM级进入爆裂方式工作，以进一步降低开关频率和改善变换效率。
一般情况下，电源开关断开的时候，从门脉冲信号的下降边缘到电源开关断开，存在一个滞后时间。这是由于控制器内部传播中的滞后造成的，断开的滞后时间长短应归于门电阻器和PWM开关的栅极——源极的电容器Ciss。
在各种各样交流输入电压的情况下，在相同PWM电流限制电平上，这个滞后时间改变着最大输出功率。较高的输入电压导致更高的输出功率限制，这是因为磁化的电感器曲线斜率较大。为了在不同输入电压值的情况下使最大输出功率限制在相同的电平上，控制器必须调整PWM电流感应的最大限制电压Vss-limit，以便限制PWM的开关电流。
在图1中，PWM MOSFET Qf是导通时的情况，辅助绕组电压Vaux载有辅入电压Vin的信息，表述如下：
图中的Na和Np分别地代表辅助绕组和初级绕组的线匝数量。如果Vin增加，则Vaux的幅值也增加。如前所述，在Vaux为负值时，控制器流出的电流是iDET，而iDET可以表述为：图8中的RDET是连接辅助绕组和控制器两者之间的电阻器（见图8所示）。
因为电流iDET是取决于Vaux的，它们载有输入电压的信息，在不同线电压时，控制器可以依靠iDET调整Vcs-limit和进行超功率补偿。图10示出了iDET和Vcs-limit之间关系的特性曲线。随着输入电压的增加，Vaux和iDET也增加，并用控制器调整Vcs-limit来提供补偿。
除了最小电压的检测和超功率补偿以外，在Qf断开的时候，VDET也携带有输出电压的信息，故输出的过电压保护可以执行。在PWM变压器/电感器放电期间，连接在辅助绕组上的电压是从次级绕组反射得到的（见图11）。平坦的VDET电压正比于输出电压并可以表述如下：
图11中的Ns是次级绕组的匝数，RDET和RA是连接辅助绕组到控制器的电阻器（见图8）。控制器可以从这个电压电平取样，以实施输出过电压保护。抽样的电压电平是与门限电压在内部进行比较得到的，一旦VDET超过该抽样电压，保护功能即被激活，并且IC进入锁定状态。在输出过电压的情况下，控制器迅速地保护这个一个周期接一个周期的取样。保护电压电平可以用外设的电阻分配器RA和RDET决定。
5 计算公式
文章中一些参数的计算公式汇总如下。
                       (1)
                     (2)
                                  (3)
                                   (4)
                          (5)

参考资料（略）
编译自《Powerelectronics Technology》2009.1